隨著物聯(lián)網(wǎng)(IoT)和5G移動寬帶應(yīng)用的興起，預(yù)計總體數(shù)據(jù)流量將會迅猛增長，400千兆以太網(wǎng)(400GbE)作為新一代有線通信標(biāo)準(zhǔn)，能夠有力支持這一趨勢。在400GbE通信的實施中，其電氣接口在8通道上傳輸4電平脈沖幅度調(diào)制(PAM-4)信令。每通道50Gbps，總共8個通道結(jié)合起來，使以太網(wǎng)的總帶寬可以達(dá)到400Gbps。IEEE802.3bs定義了使用50Gbps(即25GBaud)PAM-4信令的400GbE的電氣規(guī)范。

 

PAM-4具有4種數(shù)字幅度電平，如圖1所示。與NRZ相比，PAM-4的優(yōu)勢是每個電平或符碼都包含兩個信息比特，在相同的波特率下，吞吐量是NRZ的兩倍。

 

圖1：NRZ與PAM-4的對比。在相同的波特率下，PAM-4的吞吐量是NRZ的兩倍。

 

 

一旦PDN上的開關(guān)噪聲耦合至收發(fā)器集成電路的電源層，傳輸信號中將感應(yīng)到抖動，這可能會增加接收集成電路中的比特誤碼率。為了讓噪聲紋波保持在較小水平，符合設(shè)計規(guī)范，PDN阻抗應(yīng)低于目標(biāo)阻抗。目標(biāo)阻抗由公式1決定。

 

 

 

為了最大限度降低PDN阻抗，要特別關(guān)注去耦電容、互連電感和電源平面電容等印刷電路板元件。去耦電容應(yīng)安裝在靠近高速收發(fā)器電源引腳的位置，以減少PDN阻抗，進(jìn)而在噪聲耦合進(jìn)收發(fā)器集成電路封裝電源平面之前，減小來自外部源(如穩(wěn)壓器和其它開關(guān)集成電路)的噪聲。高速收發(fā)器電源引腳的噪聲將低于10mVpp。為Xilinx FPGA上的高速收發(fā)器電源引腳推薦的最小電容數(shù)量如圖2所示，在靠近每個高速收發(fā)器電源組(即MGTAVCC、MGTAVTT和MGTVCCAUX)的位置都安裝了1個4.7uF陶瓷電容器。

 

圖2：為Xilinx FPGA上的高速收發(fā)器電源引腳推薦的電容數(shù)量。

 

當(dāng)互連電感減少時，PDN阻抗會相應(yīng)降低?；ミB電感主要由走線(連接電容器的貼裝焊盤與過孔)的寄生電感引起。根據(jù)圖3所示的印刷電路板的剖面圖，每個互連回路(圖中標(biāo)示為回路1、2、3)中都會形成互連電感。去耦電容器要盡量安裝在靠近集成電路電源引腳的位置，以最大限度減小互連電感。

 

圖3：印刷電路板內(nèi)的互連電感。

 

當(dāng)印刷電路板疊層中的電源平面和接地面之間形成的平面電容增加時，PDN阻抗會降低。參見圖4所示的平面電容基礎(chǔ)模型和公式2，通過減少平行面之間的厚度，增加電源平面與接地面之間并行面的面積，或使用具有較大介電常數(shù)的基片，電容會相應(yīng)升高。

 

圖4：印刷電路板疊層中的平面電容基礎(chǔ)模型。

 

 

 

 

根據(jù)指南，印刷電路板上走線長度達(dá)到8英寸的PAM-4通道在14GHz和28GHz分別具有低于10dB和20dB的插入損耗，從而在收發(fā)器之間實現(xiàn)無縫數(shù)據(jù)通信。下面我們將從信號完整性的視角討論7個關(guān)鍵設(shè)計實踐。

 

 

根據(jù)介電特性(例如損耗正切和介電損耗)，印刷電路板基片介電材料可以分為3類。如表1表示，高損耗材料(如Nelco N4000-6)的損耗正切值超過0.02，介電常數(shù)超過4；中等損耗材料(如Isola FR408)的損耗正切值約為0.01，介電常數(shù)在3和4之間；低損耗材料(如Duroid 5870)的損耗正切值約為0.001，介電常數(shù)低于3。介電衰減與損耗正切和介電常數(shù)的平方根成正比，如公式3所示。

 

表1：介電材料種類。

 

 

 

利用公式1在14GHz頻率和8英寸走線長度條件下進(jìn)行計算，從結(jié)果可見，高、中和低損耗材料的介電衰減分別為12.35dB、4.91dB和0.47dB。之前已經(jīng)提到，在14GHz頻率、8英寸走線長度條件下，插入損耗低于10dB，應(yīng)選擇較低損耗的材料，以便為其它通道損耗留出裕量。

 

 

當(dāng)使用過孔來連接印刷電路板走線至集成電路時，應(yīng)使用盲孔或反鉆孔(如圖5所示)，以最大限度減少殘樁長度，進(jìn)而提高1/4波諧振頻率，增加物理層鏈路的帶寬。參考公式4，1/4波諧振頻率與殘樁長度成反比。重新排列公式4和5，對于使用低損耗材料的印刷電路板上的50Gbps(即25GBaud/s)PAM-4傳輸，為2.33，最大殘樁長度可以達(dá)到大約16mil。

 

圖5：盲孔或反鉆孔。

 

 

 

 

與印刷電路板走線相比，交流耦合電容器表面貼裝焊盤使用的銅片更寬。例如，0402封裝中的電容器貼裝焊盤寬度為20mil，而0603封裝的焊盤寬度為30mil。圖6顯示了與100Ω差分走線(differential trace)串聯(lián)的電容器表面貼裝焊盤的3D模型，從圖中可以看出，沿著這些6mil寬的銅片走線傳播的信號，一旦到達(dá)更寬的銅片焊盤(例如0603封裝的30mil寬度)，會遇到阻抗不連續(xù)性。根據(jù)公式6和7，銅片的橫截面積越大，電容就越大，導(dǎo)致傳輸線特征阻抗出現(xiàn)電容不連續(xù)性(如下降)。

 

從圖7的時域反射計(TDR)和Sdd21曲線可知，焊盤越寬，阻抗不連續(xù)性就越大，這種不連續(xù)性會產(chǎn)生更嚴(yán)重的信號反射，進(jìn)而引起更大的插入損耗。0603和0402在14GHz時的衰減分別為1.2dB和0.4dB，至少兩倍于0201(即0.2dB)的情況。因此，設(shè)計師應(yīng)該使用封裝更小的電容器，例如0201(即10mil寬焊盤)來最大限度減小不連續(xù)性。

 

 

 

 

 

圖6：使用Keysight EMPro建模電容表面貼裝焊盤與差分走線串聯(lián)。

 

圖7：使用Keysight EMPro仿真不同表面貼裝焊盤寬度的TDR和Sdd21與500mil長的印刷電路板走線串聯(lián)。

 

 

當(dāng)印刷電路板走線跨越2個分離平面之間的間隙時(圖8粗黑線所示)，會遇到電感阻抗不連續(xù)性或瑕疵參考。這一現(xiàn)象可用公式(6)和(8)分別確定。為了研究瑕疵參考的影響，在EMPro中創(chuàng)建并仿真跨越分離平面的傳輸線3D模型，如圖9所示。微帶差分走線跨越了100mil長和250mil寬的間隙。間隙深度為微帶差分走線與第3層固體面的間距?？缭介g隙時，走線與參考底面之間的距離會增加(即電流返回路徑變長)，導(dǎo)致電感升高，從而引起間隙的走線阻抗增加。圖10中的TDR和Sdd21曲線證實了非固體參考面對信號完整性的負(fù)面影響，跨越分離面會產(chǎn)生更大的電感阻抗不連續(xù)性，進(jìn)而導(dǎo)致更高的插入損耗。因此，確保固體參考面覆蓋整個走線長度路徑十分重要。

 

圖8：印刷電路板俯視圖：信號跨越分離面。

 

 

式中： L = 銅走線的寄生電感(nH)； d = 銅走線和參考底面之間的距離(cm)； w = 銅走線寬度(cm)； t = 銅走線厚度(cm)； x = 銅走線長度(cm)。

 

圖9：Keysight EMPro中差分走線跨越分離面的模型。

 

圖10：使用Keysight EMPro仿真、帶固體參考面并跨越分離面的500mil長印刷電路板走線的TDR和Sdd21。

 

 

串?dāng)_會引起受擾信號出現(xiàn)噪聲感應(yīng)，從而導(dǎo)致接收集成電路的誤碼增加。因此，帶狀線上使用非交叉布線，因為FEXT相比NEXT更低；而在微帶線上使用交叉布線，因為與FEXT相比NEXT更低。除此之外，差分對間間隔應(yīng)至少是走線寬度的三倍。

 

 

印刷電路板走線中的差分對內(nèi)偏移會帶來更高的插入損耗，從而增加物理層鏈路的誤碼率。由于反相和非反相信號的相位并不是正好相差180度，所以差分模式中的眼高度會變小。圖11中的Sdd21曲線顯示了差分對內(nèi)偏移對信號完整性的影響，偏移越大，插入損耗越高。因此，每個物理層鏈路的差分對內(nèi)偏移都應(yīng)限制在5mil以內(nèi)，以減少傳輸損耗?？梢允褂蒙咝尾季€技術(shù)來最大限度減少偏移。

 

圖11：使用Keysight ADS仿真、具有不同差分對內(nèi)偏移的8英寸長印刷電路板走線的Sdd21。

 

 

印刷電路板介電基片由編織玻璃纖維與環(huán)氧樹脂結(jié)合組成。圖12是使用顯微鏡看到的、采用纖維編織樣式106和7628制成的印刷電路板基片的俯視圖。淺棕色粗線是玻璃纖維編織部分，黑色的方塊是環(huán)氧樹脂。編號更高的玻璃纖維樣式，如7628，可以實現(xiàn)更密集的玻璃纖維編織。

 

圖12：印刷電路板的介電基片是利用玻璃纖維樣式106和7628編織的纖維織物。

 

玻璃纖維與環(huán)氧樹脂的介電屬性截然不同。例如，NE玻璃纖維的介電常數(shù)(Dk)和損耗正切(Df)分別為4.4和0.0006，E玻璃纖維的Dk和Df分別為6.6和0.0012。而環(huán)氧樹脂的Dk為3.2，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于玻璃纖維的對應(yīng)值。當(dāng)使用較為稀疏的纖維編織做基片時，印刷電路板走線能夠更頻繁地穿過樹脂和玻璃纖維的不同區(qū)域。結(jié)果就是，信號沿著走線從發(fā)送端傳輸?shù)浇邮斩?，其速度或傳播時延經(jīng)常會發(fā)生變化。它們之間的關(guān)系可以通過公式9來說明。

 

 

式中： V = 信號在印刷電路板上的速度(英寸/ns)； C = 光速(約12英寸/ns)； = 介電常數(shù)。

 

這種情況為50Gbps信號傳輸帶來了巨大挑戰(zhàn)。例如，在最壞情況下，非反相信號走線可能穿過玻璃纖維但沒有穿過環(huán)氧樹脂，而反相信號的走線可能穿過很多樹脂區(qū)域。結(jié)果，由于反相信號遇到不斷變化的傳播時延，非反相信號與反相信號之間的相位差在接收端一般會遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于180o。上升沿和下降沿之間的大偏移或錯位，導(dǎo)致眼圖寬度和高度減少。而且，接收端會出現(xiàn)高誤碼率。因此，解決辦法就是采用更密集的纖維編織。

 

 

一旦按照上述關(guān)鍵實踐完成了印刷電路板布局設(shè)計，布局文件將導(dǎo)入Keysight EMPro進(jìn)行3DEM仿真。選擇圖13中突出顯示的8英寸長差分走線進(jìn)行s參數(shù)抽取，將其導(dǎo)入Keysight ADS進(jìn)行布局后PAM-4通道仿真。圖14中的插入損耗曲線顯示提取的差分走線符合規(guī)定的閾值，即在14GHz時低于10dB，在28GHz時低于20dB。

 

圖13：選擇差分走線用于3DEM仿真。

 

圖14：印刷電路板上所選PAM-4差分走線的插入損耗曲線。

 

圖15顯示了使用Keysight ADS生成的通道分析拓?fù)?，兩個25GBaud/s的PAM-2信號注入壓控電壓源以生成PAM-4信號。PAM-4波形的傳播路徑為：發(fā)射端封裝、8英寸PCB走線(即圖13中顯示的傳輸線)、接收端封裝，最后是接收端。在發(fā)射端，信號幅度和上升/下降時間分別為1.2Vpp和16ps。PAM-4信號的最小眼寬和眼高分別為1/4單位間隔(即25GBaud/s數(shù)據(jù)速率下為10ps)和50mV。如圖16所示，PAM-4眼圖有4個數(shù)字幅度電平，因此有3個眼圖。在啟用決策反饋均衡(DFE)前，接收端信號的眼高和眼寬分別為60mV和14ps。一旦啟用接收端的6接頭DFE，眼圖幾乎變大一倍(即140mV眼高和23ps眼寬)。結(jié)果符合指南中的技術(shù)指標(biāo)。均衡方案的選擇和接頭的調(diào)節(jié)很大程度上取決于通道的插入損耗或頻率響應(yīng)。我們進(jìn)行了多次嘗試來獲得更好的開眼結(jié)果。

 

圖15：使用Keysight ADS在25GBaud/s下進(jìn)行布局后PAM-4通道仿真。

 

圖16：從圖15中的通道仿真結(jié)果得到的接收端眼圖。

 

 

工程師在設(shè)計印刷電路板PAM-4物理層通道時，應(yīng)謹(jǐn)慎借鑒本文討論的所有關(guān)鍵實踐。實施50Gbps PAM-4物理層鏈路時必須嚴(yán)格要求，確保在高速收發(fā)器之間實現(xiàn)穩(wěn)定的通信。

 

作者：Chang Fei Yee，Keysight公司

 

本文轉(zhuǎn)載自《電子技術(shù)設(shè)計》。