圖1. 傳統(tǒng)的帶有光耦合器反饋路徑的反激式控制器。

 

這種反饋路徑會增加成本，占用電路板上的空間，并與變壓器的隔離電壓共同決定電路的最大隔離電壓。光耦合器通常會老化，隨著時(shí)間的推移其特性會改變，并且通常不適用于85°C以上的溫度。

 

除光耦合器外，可使用第三個(gè)變壓器繞組來提供有關(guān)輸出電壓狀態(tài)的信息?？梢曰诖诵畔碚{(diào)節(jié)輸出電壓。但是，這個(gè)額外的變壓器繞組使變壓器更加昂貴，并且輸出電壓的調(diào)節(jié)不是特別精確。

 

更好的替代方法是以替代器件取代光耦合器和光耦合器的副邊控制模塊。ADuM3190應(yīng)運(yùn)而生，它采用iCoupler®隔離技術(shù)，通過電感耦合（即無需光耦合器）跨過電隔離傳輸反饋信號。

 

但是，除此之外，還有另一種選擇。一個(gè)特別簡潔的解決方案是徹底消除分立式反饋路徑。圖2顯示了無需分立式反饋回路的反激式轉(zhuǎn)換器。圖2所示為一款適用的轉(zhuǎn)換器IC，即ADI的LT8300，它可以通過從副邊反激回原邊的電壓來識別是否需要以及如何調(diào)節(jié)PWM發(fā)生器產(chǎn)生的占空比。該解決方案的優(yōu)勢是無需光耦合器或其他反饋電路。這樣可以節(jié)省成本和空間。而且不會存在與反饋路徑的最大隔離電壓相關(guān)限制影響。只要將所使用的變壓器設(shè)計(jì)用于特定隔離電壓，整個(gè)電路就可以在該最大隔離電壓下工作。 

 

此概念基于邊界模式調(diào)節(jié)。這時(shí)，副邊電流在每個(gè)周期內(nèi)均降至零安培。然后，可以測量反激回變壓器原邊繞組的輸出電壓，并將其用于原邊調(diào)節(jié)。

 

圖2. 反激式控制器無需分立式反饋路徑，但可通過原邊變壓器繞組進(jìn)行調(diào)節(jié)。

 

是否可以在指定應(yīng)用中使用不帶分立式反饋路徑的此類電路，在很大程度上取決于所需的輸出電壓調(diào)節(jié)精度。該精度可以優(yōu)于±1%，但偏差也可能更大，具體取決于應(yīng)用。

 

輸出電壓可通過下式計(jì)算得出：

 

 

Rfb如圖2所示?？梢越柚{(diào)節(jié)輸出電壓。Nps是所用變壓器的匝數(shù)比，Vf是副邊反激二極管兩端的壓降。它通常與溫度密切相關(guān)。對于設(shè)置為較高值（例如12 V或24 V）的輸出電壓，溫度對Vf的絕對影響較小。對于設(shè)置為3.3 V或更低的輸出電壓，溫度對輸出電壓的影響非常大。一些無光耦合器的系列產(chǎn)品內(nèi)置溫度校正功能，以補(bǔ)償不同的整流二極管在不同溫度下的壓降。

 

為了使電壓調(diào)節(jié)功能正常工作，通常還需要在輸出端施加最小負(fù)載。在LT8300中，它約為最大可能負(fù)載的0.5%。

 

結(jié)論

 

反激式控制器不使用分立式反饋路徑，但可以通過原邊變壓器繞組進(jìn)行控制，從而簡化了設(shè)計(jì)，并避免使用易失效的光耦合器。

 

LT8300

 

●   輸入電壓范圍：6V至100V

●   260mA、150V 內(nèi)部 DMOS 電源開關(guān)

●   低靜態(tài)電流： 

    ○ 70µA（睡眠模式下）

    ○ 330µA（活動模式下）

●   邊界工作模式（重負(fù)載下）

●   低紋波突發(fā)工作模式(Burst Mode®)（輕負(fù)載下）

●   全輸出的最小負(fù)載<0.5%（典型值）

 

 

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