【導(dǎo)讀】我不確定我是否了解電流反饋放大器與常規(guī)運(yùn)算放大器相比是如何工作的。我聽說無論增益如何，它們的帶寬都是恒定的。這是怎么回事？它們與跨阻放大器相同嗎？
問。 我不確定我是否了解電流反饋放大器與常規(guī)運(yùn)算放大器相比是如何工作的。我聽說無論增益如何，它們的帶寬都是恒定的。這是怎么回事？它們與跨阻放大器相同嗎？
A.在查看任何電路之前，讓我們定義電壓反饋、電流反饋和跨阻放大器。電壓反饋，顧名思義，是指誤差信號為電壓形式的閉環(huán)配置。傳統(tǒng)運(yùn)算放大器使用電壓反饋，即其輸入將響應(yīng)電壓變化并產(chǎn)生相應(yīng)的輸出電壓。電流反饋是指任何閉環(huán)配置，其中用于反饋的誤差信號以電流的形式出現(xiàn)。電流反饋型運(yùn)算放大器響應(yīng)其輸入端之一的誤差電流，而不是誤差電壓，并產(chǎn)生相應(yīng)的輸出電壓。請注意，兩種開環(huán)架構(gòu)實(shí)現(xiàn)相同的閉環(huán)結(jié)果：零差分輸入電壓和零輸入電流。理想的電壓反饋放大器具有高阻抗輸入，導(dǎo)致零輸入電流，并使用電壓反饋來維持零輸入電壓。相反，電流反饋運(yùn)算放大器具有低阻抗輸入，導(dǎo)致輸入電壓為零，并使用電流反饋來保持零輸入電流。
跨阻放大器的傳遞函數(shù)表示為相對于電流輸入的電壓輸出。正如函數(shù)所暗示的那樣，開環(huán)“增益”vO/iIN以歐姆表示。因此，電流反饋型運(yùn)算放大器可稱為跨阻放大器。值得注意的是，電壓反饋運(yùn)算放大器電路的閉環(huán)關(guān)系也可以配置為跨阻，方法是用電流（例如，來自光電二極管）驅(qū)動其動態(tài)低阻抗求和節(jié)點(diǎn)，從而產(chǎn)生等于輸入電流乘以反饋電阻的電壓輸出。更有趣的是，由于理想情況下，任何運(yùn)算放大器應(yīng)用都可以通過電壓或電流反饋來實(shí)現(xiàn)，因此相同的I-V轉(zhuǎn)換器也可以通過電流反饋運(yùn)算放大器來實(shí)現(xiàn)。使用術(shù)語跨阻放大器時，請了解特定的電流反饋運(yùn)算放大器架構(gòu)與任何類似跨阻的閉環(huán)I-V轉(zhuǎn)換器電路之間的區(qū)別。
讓我們看一下電壓反饋放大器的簡化模型。同相增益配置放大了差電壓（VIN+- 五HNL），通過開環(huán)增益A（s），并通過分壓器將部分輸出反饋回反相輸入，分壓器包括RF和RG.為了推導(dǎo)出該電路的閉環(huán)傳遞函數(shù)，Vo/VIN+，假設(shè)沒有電流流入運(yùn)算放大器（無限輸入阻抗）;兩個輸入將處于大致相同的電位（負(fù)反饋和高開環(huán)增益））。
閉環(huán)帶寬是環(huán)路增益LG幅度降至單位（0 dB）的頻率。術(shù)語，1 + RF/RG，稱為電路的噪聲增益;對于同相情況，它也是信號增益。從圖形上看，閉環(huán)帶寬位于Bodé圖中開環(huán)增益A（s）和噪聲增益NG的交點(diǎn)處。高噪聲增益會降低環(huán)路增益，從而降低閉環(huán)帶寬。如果A（s）以20 dB/十倍頻程的速度滾降，放大器的增益帶寬積將是恒定的。因此，閉環(huán)增益增加20 dB將使閉環(huán)帶寬減少十倍頻程。
現(xiàn)在考慮電流反饋放大器的簡化模型。同相輸入是單位增益緩沖器的高阻抗輸入，反相輸入是其低阻抗輸出端。緩沖器允許誤差電流流入或流出反相輸入，單位增益迫使反相輸入跟蹤同相輸入。誤差電流鏡像到高阻抗節(jié)點(diǎn)，在那里轉(zhuǎn)換為電壓并在輸出端緩沖。高阻抗節(jié)點(diǎn)是頻率相關(guān)阻抗，Z（s），類似于電壓反饋放大器的開環(huán)增益;它具有高直流值，并以 20 dB/十倍頻程的速度滾降。
閉環(huán)傳遞函數(shù)是通過對V處的電流求和得到的在節(jié)點(diǎn)，而緩沖區(qū)保持 VIN+= V在-.如果我們目前假設(shè)緩沖器的輸出電阻為零，則Ro= 0
電流反饋放大器的閉環(huán)傳遞函數(shù)與電壓反饋放大器相同，但環(huán)路增益（1/LG）表達(dá)式現(xiàn)在僅取決于RF，反饋跨電阻-而不是（1 + RF/RG).因此，電流反饋放大器的閉環(huán)帶寬隨RF值而變化，但隨噪聲增益1 + R而變化。F/RG.R的交集FZ（s）決定環(huán)路增益，從而決定電路的閉環(huán)帶寬（參見Bodé圖）。顯然，增益帶寬乘積不是恒定的，這是電流反饋的優(yōu)勢。
實(shí)際上，輸入緩沖器的非理想輸出電阻通常約為20至40歐姆，這將改變反饋跨電阻。兩個輸入電壓不會完全相等。用V在= VIN+? I犯 錯Ro，并求解 Vo/VIN+收益 率：
反饋跨電阻中的附加項意味著環(huán)路增益實(shí)際上在某種程度上取決于電路的閉環(huán)增益。在低增益下，RF占主導(dǎo)地位，但在較高增益下，第二項將增加并降低環(huán)路增益，從而降低閉環(huán)帶寬。
應(yīng)該清楚的是，用R將輸出短路回反相輸入G開路（如電壓跟隨器）將迫使環(huán)路增益變得非常大。使用電壓反饋放大器時，反饋整個輸出電壓時會產(chǎn)生最大反饋，但電流反饋的極限是短路電流。電阻越低，電流就越高。圖形上，RF= 0 將給出 Z（s）和反饋跨電阻的更高頻率交集 - 在高階極點(diǎn)區(qū)域。與電壓反饋放大器一樣，Z（s）的高階極點(diǎn)將在較高頻率下引起更大的相移，從而導(dǎo)致相移>180度的不穩(wěn)定。因?yàn)镽的最佳值F會隨閉環(huán)增益而變化，波特圖可用于確定各種增益的帶寬和相位裕量。以較低的相位裕量為代價可以獲得更高的閉環(huán)帶寬，從而導(dǎo)致頻域中的峰值以及時域中的過沖和振鈴。電流反饋器件數(shù)據(jù)手冊將列出R的具體最佳值F適用于各種增益設(shè)置。
電流反饋放大器具有出色的壓擺率能力。雖然可以設(shè)計具有高壓擺率的電壓反饋放大器，但電流反饋架構(gòu)本身就更快。傳統(tǒng)的電壓反饋放大器在輕負(fù)載時，其壓擺率受到可用于對內(nèi)部補(bǔ)償電容進(jìn)行充電和放電的電流的限制。當(dāng)輸入受到較大的瞬變時，輸入級將飽和，只有其尾電流可用于對補(bǔ)償節(jié)點(diǎn)進(jìn)行充電或放電。使用電流反饋放大器時，低阻抗輸入允許更高的瞬態(tài)電流根據(jù)需要流入放大器。內(nèi)部電流鏡將此輸入電流傳送到補(bǔ)償節(jié)點(diǎn)，理論上允許快速充電和放電，與輸入步長成比例。更快的壓擺率將導(dǎo)致更快的上升時間、更低的壓擺引起的失真和非線性以及更寬的大信號頻率響應(yīng)。實(shí)際壓擺率將受到電流鏡飽和（可能發(fā)生在10至15 mA）以及輸入和輸出緩沖器的壓擺率限制的限制。
問。 直流精度如何？
A. 電流反饋放大器的直流增益精度可以通過其傳遞函數(shù)計算，就像電壓反饋放大器一樣;它本質(zhì)上是內(nèi)部跨電阻與反饋跨電阻的比率。使用 1 MOhms 的典型跨阻、1 k 歐姆的反饋電阻和 Ro在40歐姆中，單位增益處的增益誤差約為0.1%。在更高的增益下，它會顯著降低。電流反饋放大器很少用于高增益，特別是當(dāng)需要絕對增益精度時。
然而，對于許多應(yīng)用來說，建立特性比增益精度更重要。雖然電流反饋放大器的上升時間非?？欤S多數(shù)據(jù)手冊的建立時間只能顯示0.1%，因?yàn)闊峤⑽彩侨狈⒕鹊闹饕?。考慮上面的互補(bǔ)輸入緩沖器，其中 V在端子偏離 VIN+終端由 V 中的差值是在Q1和Q3之間。當(dāng)輸入為零時，兩個 VAEP應(yīng)該匹配，并且偏移量會很小IN+到 V在-.施加于 V 的正階躍輸入IN+將導(dǎo)致 V 降低行政長官Q(mào)3，降低其功耗，從而增加其V是.二極管連接的Q1不顯示V行政長官改變，所以它的V是不會改變?，F(xiàn)在，兩個輸入之間存在不同的偏移，從而降低了精度。在電流鏡中也會出現(xiàn)相同的效果，其中高阻抗節(jié)點(diǎn)的階躍變化會改變V行政長官，因此 V是，第 6 季度，但不是第 5 季度。V的變化是導(dǎo)致當(dāng)前錯誤回至V在-，乘以 RF-將導(dǎo)致輸出偏移錯誤。每個晶體管的功耗發(fā)生在一個太小的區(qū)域，無法實(shí)現(xiàn)器件之間的熱耦合。在反相配置中使用放大器的應(yīng)用中，可以減少輸入級的熱誤差，從而消除了共模輸入電壓。
問。 在什么情況下熱尾是一個問題？
A. 這取決于所涉及的頻率和波形。熱尾不會立即發(fā)生;晶體管的熱系數(shù)（取決于工藝）將決定溫度變化發(fā)生并改變參數(shù)所需的時間，然后恢復(fù)。例如，采用ADI公司高速互補(bǔ)雙極性（CB）工藝制造的放大器在輸入頻率高于幾kHz時不會出現(xiàn)明顯的熱尾，因?yàn)檩斎胄盘栕兓臁Ｍㄐ畔到y(tǒng)通常更關(guān)心頻譜性能，因此熱尾可能引入的額外增益誤差并不重要。當(dāng)直流電平發(fā)生變化時，階躍波形（例如成像應(yīng)用中的階躍波形）可能會受到熱尾部的不利影響。對于這些應(yīng)用，電流反饋放大器可能無法提供足夠的建立精度。
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