雖然有線電視信號(hào)絕對(duì)頻率較低，但其帶寬比無線信號(hào)寬得多，從108 MHz到1218 MHz擴(kuò)展了幾個(gè)倍頻程，并具有多個(gè)帶內(nèi)諧波。RPD讓設(shè)計(jì)人員面臨諸多挑戰(zhàn)，包括RF和混合信號(hào)硬件必須涵蓋更寬的頻率范圍，具有更高的RF功率、更低的底噪和更好的線性度，同時(shí)消耗更少的直流功耗。每個(gè)下行末級(jí)RF放大器的功率通常為18 W，對(duì)于4端口系統(tǒng)，這大約是通常能夠提供給RPD（由RPD消耗）的140 W至160 W功率預(yù)算的50%。

 

將ADI的有線電視數(shù)字預(yù)失真(DPD)效率增強(qiáng)技術(shù),應(yīng)用于DPD優(yōu)化功率倍增器(ADCA3992),并結(jié)合先進(jìn)的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)，利用單個(gè)DAC（例如 AD9162)，和單個(gè)ADC（如AD9208), 以及高度集成的時(shí)鐘解決方案(HMC7044) ，來實(shí)現(xiàn)全頻帶DPD。

 

本文介紹遠(yuǎn)程PHY的演進(jìn)，以及ADI公司如何使用專有DPD并將ADI的算法和IP內(nèi)核集成到OEM的現(xiàn)有FPGA部署中來解決效率和線性度挑戰(zhàn)。

 

背景知識(shí)

 

自從60多年前作為社區(qū)接入電視(CATV)引入，有線電視已從簡(jiǎn)單的單向（僅下行）模擬鏈路發(fā)展為復(fù)雜的多模、多頻道雙向系統(tǒng)（包括上行或反向路徑），支持模擬電視、基于IP的標(biāo)清(SD)和高清(HD)數(shù)字電視以及高速數(shù)據(jù)互聯(lián)網(wǎng)下載和上傳。這些服務(wù)由多個(gè)系統(tǒng)運(yùn)營(yíng)商(MSO)提供。

 

有線數(shù)據(jù)和數(shù)字電視服務(wù)把使用CableLabs及相關(guān)參與公司制定的有線電纜數(shù)據(jù)系統(tǒng)接口規(guī)范(DOCSIS)的數(shù)據(jù)提供給消費(fèi)者。前端系統(tǒng)（電纜調(diào)制解調(diào)器終端系統(tǒng)或CMTS）的配置經(jīng)過了多次演進(jìn)，包括添加EdgeQAM調(diào)制器作為獨(dú)立單元，或與CMTS集成為有線電視融合接入技術(shù)平臺(tái)(CCAP)的一部分。對(duì)下行數(shù)據(jù)容量的需求現(xiàn)在正以約50%的復(fù)合年增長(zhǎng)率(CAGR)增加，這意味著需求約每21個(gè)月翻一番。¹ 為了滿足這種需求，自從1997年發(fā)布DOCSIS 1.0以來，下行數(shù)據(jù)速率已從40 Mbps增加到1.2 Gbps（通過廣泛部署實(shí)施DOCSIS 3.0）。

 

這些下行數(shù)據(jù)速率的提高通過結(jié)合使用多項(xiàng)技術(shù)來實(shí)現(xiàn)，包括頻道綁定、更復(fù)雜的調(diào)制（從64 QAM移至256 QAM）和更高的下行頻率上限（從550 MHz至750 MHz至1002 MHz）。在美國(guó)，所有這些都是在保留傳統(tǒng)模擬電視服務(wù)6 MHz頻道規(guī)劃的情況下實(shí)現(xiàn)的（EuroDOCSIS和C-DOCSIS為8 MHz），但為了支持高達(dá)10 Gbps的下行速率，有必要做出更根本的改變，于是在2013年，發(fā)布了DOCSIS 3.1標(biāo)準(zhǔn)。在保留對(duì)傳統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)支持的同時(shí)，DOCSIS 3.1采用頻譜效率更高的正交頻分多路復(fù)用(OFDM)技術(shù)，頻道帶寬高達(dá)190 MHz，支持高達(dá)4096 QAM。此外，下行頻率范圍的頻率上限增加了超過20%，達(dá)到1218 MHz，并可選擇擴(kuò)展到1794 MHz。

 

但有一點(diǎn)始終沒有改變，都是使用具有75 Ω阻抗的同軸電纜物理連接到用戶電纜調(diào)制解調(diào)器。在20世紀(jì)90年代之前，系統(tǒng)前端和用戶之間使用100%同軸電纜，但最新部署為混合光纖銅纜(HFC)。在HFC中，模擬電光轉(zhuǎn)換器連接到前端的同軸輸出；然后信號(hào)通過光纖傳輸至靠近服務(wù)區(qū)的節(jié)點(diǎn)，再通過光電轉(zhuǎn)換器，最終經(jīng)同軸電纜分配給用戶。通過架空或地下電纜與用戶的這最后一英里連接成為系統(tǒng)瓶頸，但升級(jí)到光纖到戶(FTTH)鏈路的成本很高且具有破壞性，因此有線電視MSO決定充分利用現(xiàn)有的同軸電纜資產(chǎn)。與雙絞線電話線相比，同軸電纜提供了一個(gè)相對(duì)良好的環(huán)境，本身能夠屏蔽干擾或串?dāng)_，并且因阻抗不匹配產(chǎn)生適度的信號(hào)反射。但是，從節(jié)點(diǎn)到最遠(yuǎn)用戶達(dá)1200英尺的典型距離下，頻率相關(guān)損耗特征明顯（108 MHz和1002 MHz之間存在近17 dB的斜率），需要插入具有高通響應(yīng)的RF濾波器進(jìn)行預(yù)加重或傾斜。

 

圖1.使用HFC部署有線電視。

 

在典型的HFC部署中（如圖1所示），從光纖節(jié)點(diǎn)連接的一根主干同軸電纜可服務(wù)數(shù)百個(gè)用戶，通過多路RF分路器將信號(hào)分配給子組，然后通過分接頭將分接電纜連接到個(gè)人用戶。在典型的節(jié)點(diǎn)+ n系統(tǒng)中，寬帶升壓放大器以固定的間隔插入網(wǎng)絡(luò)中，以放大信號(hào)電平，確保電纜調(diào)制解調(diào)器處具有足夠的信噪比(SNR)。

 

為用戶提供更大的數(shù)據(jù)容量

 

DOCSIS干線電纜上的可用數(shù)據(jù)帶寬由所有連接用戶共享，并可通過兩種方式為所有用戶提供更多帶寬：

 

●   提高通過電纜傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率

●   減少連接到電纜的用戶數(shù)量

 

如前所示，通過使用頻道綁定、更高階的調(diào)制方案以及擴(kuò)展頻譜以提供更多的頻道，可提高關(guān)鍵信息(headline)數(shù)據(jù)速率。但是，增加下行容量只是解決方案的一部分，因此，網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)也在不斷發(fā)展以減少連接到節(jié)點(diǎn)的用戶數(shù)量，最初是通過節(jié)點(diǎn)分割來實(shí)現(xiàn)的，將支持的用戶數(shù)量從最多2000減少到不足500。這種方法有效但成本很高。節(jié)點(diǎn)分割的替代方法是修改網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，通過使用帶數(shù)字光纖鏈路的分布式接入架構(gòu)(DAA)將物理層(PHY)與CCAP分離，如圖2所示。遠(yuǎn)程PHY硬件包含下行調(diào)制和RF級(jí)以及上行RF級(jí)和解調(diào)。從CCAP中移除體積龐大且耗電的PHY組件，在前端位置放一個(gè)邊緣路由器也能實(shí)現(xiàn)虛擬CCAP。

 

圖2.使用遠(yuǎn)程PHY部署有線電視。

 

數(shù)字光纖的性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于模擬光纖，且覆蓋范圍更大（能夠更靈活地確定節(jié)點(diǎn)位置），并且單根光纖支持大約5倍的波長(zhǎng)。DAA方法還消除了傳統(tǒng)HFC網(wǎng)絡(luò)中的電光和光電轉(zhuǎn)換。這些轉(zhuǎn)換限制了光節(jié)點(diǎn)輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍：模擬轉(zhuǎn)換的底噪和線性度都會(huì)影響調(diào)制誤差率(MER)，這將決定是否能夠支持高數(shù)據(jù)速率所需的高階調(diào)制。

 

挑戰(zhàn)是什么？

 

光纖深入架構(gòu)將通過更小的服務(wù)組規(guī)模、更自由的頻譜分配和更好的線路末端SNR和MER（DOCSIS 3.1中實(shí)現(xiàn)高階調(diào)制所必需的），來提升每個(gè)用戶的容量。由于數(shù)字光纖和新硬件的位置相對(duì)靠近用戶，因此還有機(jī)會(huì)提供補(bǔ)充服務(wù)節(jié)點(diǎn)，如在遠(yuǎn)程PHY節(jié)點(diǎn)上添加Wi-Fi接入點(diǎn)。但是，這也會(huì)給下行模擬傳輸鏈帶來幾個(gè)新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

 

DOCSIS 3.1標(biāo)準(zhǔn)將下行頻率上限從1002 MHz擴(kuò)展到1218 MHz，意味著必須傳輸相當(dāng)于35個(gè)額外的6 MHz頻率通道，且向上傾斜度從17 dB增加到21 dB，如圖3所示。

 

圖3.頻率相關(guān)電纜損耗的傾斜補(bǔ)償。

 

任何新系統(tǒng)都需要與現(xiàn)有部署保持兼容，因此最高DOCSIS 3.0頻道中的功率（以999 MHz為中心）必須保持不變（通常為57 dBmV），這意味著最高頻道（以1215 MHz為中心）中所需的RF功率為61 dBmV。由于添加了頻道，增加了傾斜度，并且電纜調(diào)制解調(diào)器需要高SNR，因此節(jié)點(diǎn)輸出端口前的最后一個(gè)有源元件，即A類超線性功率放大器（功率倍增器混合）所需的輸出信號(hào)電平提高了一倍多，達(dá)到76.8 dBmV的復(fù)合電平。為了滿足不斷增長(zhǎng)的RF功率需求，混合硬件設(shè)計(jì)人員必須將每端口混合直流偏置功率從10 W左右增加到18 W，并且在某些情況下，必須將直流電源電壓從行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)值24 V增加到34 V。由于節(jié)點(diǎn)通常支持多達(dá)4個(gè)RF端口，每個(gè)端口都有其自己的混合端口，并且通常由通過同軸電纜注入的60 V交流電源供電，這就迫使對(duì)設(shè)計(jì)做出重大更改，并產(chǎn)生了新的散熱管理問題。

 

為了支持采用DOCSIS 3.1的更高階QAM方案，節(jié)點(diǎn)輸出端對(duì)MER的苛刻要求已從43 dB增加到48 dB。² 在這樣高的MER要求下，DAC時(shí)鐘上的相位噪聲和雜散信號(hào)會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。功率倍增器直接影響MER和帶內(nèi)帶外失真的主要不利因素是非線性失真，包含諧波和交調(diào)失真。在108 MHz至1218 MHz的倍頻程工作范圍內(nèi)，存在多個(gè)帶內(nèi)奇偶次諧波，而在185個(gè)D3.0載波（或等效載波）下，會(huì)產(chǎn)生一組非常復(fù)雜的IM產(chǎn)物。傾斜也有顯著的影響，因?yàn)檩^高頻道中的功率比最低頻道中的功率大100多倍，所以這里會(huì)產(chǎn)生顯著的差頻積。峰均功率比(PAPR)超過12 dB。

 

所有這些因素結(jié)合起來，為功率倍增器設(shè)計(jì)人員帶來了巨大的挑戰(zhàn)：更寬的帶寬、更高的峰均功率以及改善線性度。最新的A類GaAs/GaN推挽混合器件（如 ADCA3992）可滿足帶寬、RF功率和線性度要求，但RF系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員所面臨的挑戰(zhàn)無疑是降低功耗：650 mW的RF輸出功率的直流輸入約為18 W時(shí)（等效于76.8 dBmV復(fù)合電平），直流到RF的轉(zhuǎn)換效率僅為3.6%。

 

系統(tǒng)解決方案是什么？

 

一旦混合設(shè)備能夠支持所需的帶寬和功率，解決方案的第一部分就是確保輸出端口前的最后一個(gè)有源元件，即混合功率倍增器能夠獲得清晰的信號(hào)。通過使用高性能寬帶16位RF DAC（如AD9162）和低相位噪聲、低雜散輻射JESD204B兼容時(shí)鐘源（如HMC7044），可在DAC輸出端跨整個(gè)DOCSIS 3.1頻率范圍實(shí)現(xiàn)約52 dB MER。

 

解決方案的第二部分更復(fù)雜。理想情況下，任何解決方案都會(huì)既提高功率倍增器的輸出功率能力又提高M(jìn)ER，同時(shí)降低功耗，但它們幾乎是相互對(duì)立的：在恒定輸出功率下，降低功耗會(huì)使MER性能下降，或者需要損失RF功率性能，才能使MER保持不變。雖然可以使用包絡(luò)跟蹤(ET)等技術(shù)來提高效率，但創(chuàng)建非常寬的帶寬包絡(luò)信號(hào)并將ET過程產(chǎn)生的顯著失真線性化將帶來額外的挑戰(zhàn)。

 

要兼顧效率和MER，具有吸引力的解決方案就是DPD，整個(gè)無線蜂窩行業(yè)幾乎普遍采用。數(shù)字預(yù)失真(DPD)允許用戶在更高效但非線性更明顯的區(qū)域中運(yùn)行混合功率倍增器，然后先預(yù)先校正數(shù)字域中的失真，再將數(shù)據(jù)發(fā)送到放大器。如圖4所示，DPD在數(shù)據(jù)到達(dá)放大器之前對(duì)其進(jìn)行整形，以抵消放大器產(chǎn)生的失真，從而擴(kuò)大功率倍增器的線性范圍。

 

圖4.數(shù)字預(yù)失真。

 

在擴(kuò)大的線性工作范圍中，DPD讓放大器能夠在降低的偏置電流或電源電壓下更自由地運(yùn)行（從而降低功耗），或提高M(jìn)ER和誤碼率(BER)，甚至可能同時(shí)兼顧。盡管數(shù)字預(yù)失真已廣泛應(yīng)用于無線蜂窩基礎(chǔ)設(shè)施，但在電纜環(huán)境中實(shí)施數(shù)字預(yù)失真有獨(dú)特而又有挑戰(zhàn)性的要求。這包括對(duì)超寬帶寬應(yīng)用線性化，盡量減少實(shí)施DPD所需的數(shù)字信號(hào)處理功耗，以及在高傾斜頻譜下工作。所有這一切只能通過對(duì)硬件、FPGA和軟件進(jìn)行適度的更改（會(huì)增加成本）來實(shí)現(xiàn)。

 

由于通過將放大器驅(qū)動(dòng)到非線性工作區(qū)域來提高效率，多個(gè)帶內(nèi)失真產(chǎn)物給DPD帶來了獨(dú)特的挑戰(zhàn)。不僅是大信號(hào)帶寬，還有它在頻譜（從直流開始僅為108 MHz）上的位置都對(duì)DPD構(gòu)成了挑戰(zhàn)。有線信號(hào)的性質(zhì)與無線截然不同，無線信號(hào)其所需信號(hào)的帶寬（例如，60 MHz）比RF中心頻率（例如，2140 MHz）小很多。在典型的108 MHz至1218 MHz DOCSIS 3.1下行分配中，所需信號(hào)帶寬為1110 MHz，中心頻率為663 MHz。所有非線性系統(tǒng)都會(huì)發(fā)生諧波失真。電纜數(shù)字預(yù)失真的重點(diǎn)是帶內(nèi)諧波失真產(chǎn)物。在典型的無線系統(tǒng)中，三次和五次諧波最重要，因?yàn)槠渌a(chǎn)物在頻帶外，可通過傳統(tǒng)濾波器濾除。在典型的電纜部署中，最低載波的前11個(gè)諧波都在頻帶內(nèi)。

 

圖5.寬帶電纜應(yīng)用中寬帶諧波失真的影響

 

相比只需要考慮奇數(shù)次諧波的無線蜂窩應(yīng)用，電纜應(yīng)用中的偶數(shù)次和奇數(shù)次諧波均在頻帶內(nèi)，可產(chǎn)生多個(gè)重疊的失真區(qū)域。這在一定程度上會(huì)對(duì)任何數(shù)字預(yù)失真解決方案的復(fù)雜性和精密性產(chǎn)生嚴(yán)重影響，因?yàn)樗惴ū仨毻ㄟ^簡(jiǎn)單的窄帶假設(shè)。數(shù)字預(yù)失真解決方案必須適應(yīng)所有階次的諧波失真。每個(gè)階次k需要[k/2] + 1項(xiàng)（二階：k = 2 → 2項(xiàng)，三階：k = 3 → 2項(xiàng)，四階：k = 4 → 3項(xiàng)等）。在窄帶系統(tǒng)中，偶數(shù)階項(xiàng)可以被忽略，奇數(shù)階在每個(gè)目標(biāo)頻帶內(nèi)產(chǎn)生1個(gè)項(xiàng)。電纜應(yīng)用中的數(shù)字預(yù)失真必須考慮奇數(shù)階和偶數(shù)階諧波失真，并且還必須考慮到每個(gè)階可能有多個(gè)重疊的帶內(nèi)元素。

 

諧波失真校正定位

 

考慮到傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預(yù)失真解決方案的處理在復(fù)雜的基帶處完成，我們主要關(guān)注對(duì)稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統(tǒng)中，盡管保持了位于一次諧波周圍的那些項(xiàng)的對(duì)稱性，但是這一對(duì)稱性不再適用于更高階次的諧波產(chǎn)物。

 

圖6.寬帶數(shù)字預(yù)失真復(fù)雜基帶處理中的頻率偏移要求。(a) 傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預(yù)失真在復(fù)雜基帶處完成。(b) 寬帶電纜數(shù)字預(yù)失真、OOB HD必須是頻率偏移以允許RF上變頻。

 

如圖6a所示，傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預(yù)失真在復(fù)雜基帶處完成。在這些實(shí)例中，僅一次諧波產(chǎn)物在頻帶范圍內(nèi)，因此其基帶產(chǎn)物直接轉(zhuǎn)換為RF?？紤]寬帶電纜數(shù)字預(yù)失真時(shí)（圖6b），較高階次的諧波失真必須是頻率偏移，才能使上變頻后的基帶產(chǎn)物正確位于實(shí)際RF頻譜中。

 

圖7.無帶寬限制的理想化數(shù)字預(yù)失真方案

 

圖7概要顯示了一種數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)。在理想情況下，從數(shù)字上變頻器(DUC)（通過數(shù)字預(yù)失真）到DAC乃至通過功率倍增器的路徑將沒有帶寬限制。同樣地，觀測(cè)路徑上的ADC將對(duì)全帶寬進(jìn)行數(shù)字化。請(qǐng)注意，為了進(jìn)行說明，我們擴(kuò)展2倍帶寬的信號(hào)路徑；在某些無線蜂窩應(yīng)用中，可擴(kuò)展到3至5倍的帶寬。理想方案是通過數(shù)字預(yù)失真產(chǎn)生帶內(nèi)項(xiàng)和帶外項(xiàng)，從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，為了準(zhǔn)確消除失真，需要在目標(biāo)信號(hào)的帶寬之外創(chuàng)建項(xiàng)，這一點(diǎn)非常重要。在實(shí)際方案中，信號(hào)路徑具有帶寬限制和傾斜特性，數(shù)字預(yù)失真性能無法達(dá)到理想方案要求。

 

ADI公司開發(fā)了一個(gè)完全實(shí)時(shí)、閉環(huán)、自適應(yīng)電纜數(shù)字預(yù)失真解決方案，由FPGA結(jié)構(gòu)中的執(zhí)行器和嵌入式處理器中基于軟件的自適應(yīng)機(jī)制組成。該實(shí)現(xiàn)方案使用Intel® Arria® 10 660 FPGA和嵌入式 ARM® Cortex® 處理器。DPD IP內(nèi)核和ARM的功耗為5.3 W，盡管使用更新一代的FPGA或轉(zhuǎn)換為ASIC，此功率仍應(yīng)低于3 W。

 

結(jié)果

 

圖8顯示ADCA3992在76.8 dBmV總復(fù)合電源、34 V電源電壓、400 mA偏置電流（13.6 W直流電源）下工作的測(cè)試結(jié)果。

 

圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下沒有數(shù)字預(yù)失真（藍(lán)色）和有數(shù)字預(yù)失真（橙色）時(shí)的性能。

 

測(cè)試信號(hào)是一串DOCSIS 3.0載波，中心頻率為111 MHz至1215 MHz，傾斜度為21 dB。引入了少量的間隙，以便觀察頻帶失真。可以看到，頻帶底部失真約改善了6 dB，頻帶頂部超過8 dB。

 

與530 mA標(biāo)稱非數(shù)字預(yù)失真功率倍增器電流相比，直流電源節(jié)省4.4 W，那么，4端口系統(tǒng)節(jié)省的總功率為17.6 W減5.3 W FPGA電源，得到12.3 W。對(duì)于72 W至59.7 W的4端口系統(tǒng)，功耗（散熱）顯著降低。每個(gè)倍增器的偏置電流很可能進(jìn)一步回退至350 mA (11.9 W)，同時(shí)仍達(dá)到41 dB的MER目標(biāo)值，從而系統(tǒng)凈節(jié)省19.2 W。

 

結(jié)論

 

盡管高速移動(dòng)數(shù)據(jù)和光纖日益得到廣泛應(yīng)用，但現(xiàn)有最后一英里網(wǎng)絡(luò)的巨大覆蓋范圍及其相對(duì)良好的電氣特性，可確保在可預(yù)見的未來，它們?nèi)詫⑹窍蛳M(fèi)者提供語音、視頻和數(shù)據(jù)服務(wù)的重要工具。隨著有線電視網(wǎng)絡(luò)過渡到DOCSIS 3.1，并且不斷地發(fā)展，滿足更寬的頻率范圍、更高的功率、更好的調(diào)制精度以及更高的功效等系統(tǒng)性能要求變得更加困難。

 

數(shù)字預(yù)失真提供了一種可解決這些相互沖突需求的方式，但在電纜應(yīng)用中的實(shí)施也構(gòu)成了非常獨(dú)特和極具難度的挑戰(zhàn)。ADI已開發(fā)出一套全面的系統(tǒng)解決方案來應(yīng)對(duì)這些挑戰(zhàn)，其中包含混合信號(hào)硅（DAC、ADC和時(shí)鐘）、RF功率模塊（GaN/GaAs混合）和先進(jìn)算法。這三種技術(shù)的結(jié)合為設(shè)備制造商提供了一個(gè)靈活的高性能解決方案，能夠以最小的妥協(xié)在功耗與系統(tǒng)性能之間實(shí)現(xiàn)平衡。軟件定義線性化還支持原有電纜技術(shù)到新一代電纜技術(shù)的輕松過渡，新一代電纜技術(shù)中預(yù)計(jì)將包含全雙工(FD)、擴(kuò)展帶寬（至1794 MHz）和包絡(luò)跟蹤(ET)。

 

本文借鑒了Patrick Pratt的數(shù)字預(yù)失真圖，筆者對(duì)此表示感謝。

 

參考電路

 

¹Robert L. Howald。"光纖前沿。"春季技術(shù)論壇論文集，2016年。

 

²有線電纜數(shù)據(jù)服務(wù)接口規(guī)范，DOCSIS®3.1—物理層規(guī)范： CM-SP-PHYv3.1-I08-151210。 CableLabs, 2017年5月。

 

 

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