不過有一些好消息：未來幾年內(nèi)，高采樣速率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)技術(shù)將引領(lǐng)寬帶數(shù)字接收器架構(gòu)的發(fā)展。最重要的是，ADI公司的轉(zhuǎn)換器將保持傳統(tǒng)低速率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的出色線性度、噪聲性能和動態(tài)范圍。作為主力的超外差式調(diào)頻器將讓位于直接采樣和直接變頻架構(gòu)1。自適應頻譜調(diào)諧將繼續(xù)從射頻轉(zhuǎn)向數(shù)字信號處理領(lǐng)域。

 

寬帶射頻檢測的這種巨大轉(zhuǎn)變將帶來尺寸、重量、功耗與成本(SWaP-C)優(yōu)勢：以較低的每通道成本提供更高的接收和發(fā)射通道數(shù)，外形尺寸則與當今相同或更小。

 

展望即將到來的具有多倍頻程帶寬的數(shù)字電子戰(zhàn)接收器時代，本文討論設計出色動態(tài)范圍時面臨的新挑戰(zhàn)和考慮因素。在本文中，動態(tài)范圍指瞬時無雜散動態(tài)范圍，這是負責在擁擠的較大阻塞頻譜中檢測小信號的接收器的關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)。

 

新一代ADC性能

 

受老一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的限制，當今許多電子戰(zhàn)接收器的瞬時帶寬(IBW)在倍頻程以下。未來，這些接收器將被IBW有幾GHz的多倍頻程寬帶數(shù)字接收器所取代。例如，在未來幾年，越來越多的檢測平臺將采用具有ADC和DAC的ADI轉(zhuǎn)換器芯片，這些芯片能夠處理大于4 GHz的IBW，同時保持70 dB以上的SFDR2,3,4

 

一種受歡迎的低SWaP寬帶數(shù)字接收器ADC使用案例可能是：

 

●     ADC采樣速率約為15 GSPS

●     對第一奈奎斯特區(qū)（即DC到6 GHz）直接采樣

●     對第二奈奎斯特區(qū)（即8 GHz到14 GHz）直接采樣

●     射頻模塊轉(zhuǎn)換中頻段（6 GHz至8 GHz）和更高頻率(>14 GHz)

 

電子戰(zhàn)接收器需要覆蓋越來越高的頻譜，從18 GHz到50 GHz甚至更高范圍。ADC較高的第二奈奎斯特區(qū)可簡化頻率規(guī)劃，從而允許使用簡單的射頻前端模塊轉(zhuǎn)換器和要求放寬且SWaP更小的射頻濾波器。以下討論考慮射頻前端與高采樣速率的ADC級聯(lián)，這與前面的例子相似。

 

寬帶數(shù)字接收器的動態(tài)范圍

 

優(yōu)化動態(tài)范圍的接收器設計人員必須在靈敏度(NF)與線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因為這些射頻器件特性通常相互制約。在較低射頻級別時，動態(tài)范圍受靈敏度限制；在較高射頻級別時，動態(tài)范圍受線性度限制。根據(jù)經(jīng)驗，允許的接收器最大工作電平應如此設置，即其應使得多信號交調(diào)失真(IMD)雜散水平等于噪聲功率，如圖1所示?，F(xiàn)代系統(tǒng)使用自適應瞬時帶寬通道化和處理帶寬(Bv)，本底噪聲因此上下移動10Log(Bv)。處理帶寬的細微差別至關(guān)重要，值得在后面單獨討論。

 

圖1.SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測閾值有關(guān)

 

寬帶數(shù)字接收器的多倍頻程IMD2挑戰(zhàn)

 

寬帶數(shù)字接收器的發(fā)展帶來了新的射頻挑戰(zhàn)。在多倍頻程寬帶數(shù)字接收器中，多信號二階交調(diào)失真(IMD2)雜散是一個問題，會損害動態(tài)范圍。雖然IIP3在射頻器件數(shù)據(jù)手冊中一直是一個關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)(FOM)，但IIP2更難追蹤，對電子戰(zhàn)設計人員而言可能更棘手。IMD2雜散的問題在于，入射雙音信號功率每降低1 dB，IMD2雜散只會降低1 dBc，而三階交調(diào)失真(IMD3)雜散則降低2 dBc。

 

當然，多倍頻程直接射頻采樣在ADC第一奈奎斯特區(qū)的較低部分進行并不是什么新鮮事。例如，一個較舊的系統(tǒng)可能以500 MSPS采樣，并觀測第一奈奎斯特區(qū)中的DC至200 MHz范圍，不會有IMD2問題。這是因為在這些較低頻率（即不到幾百MSPS），ADC特性是高度線性的，ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導致良性IMD2產(chǎn)物消失在本底噪聲以下。就像寬帶射頻器件一樣，多GHz、多倍頻程ADC的線性度會隨著頻率的提高而降低，而在較高工作頻率時，IMD2產(chǎn)物常常位于本底噪聲之上。展望未來，我們需要處理IMD2。

 

拓寬寬帶數(shù)字接收器的SFDR定義

 

不請自來的IMD2要求重新定義流行的接收器FOM瞬時無雜散動態(tài)范圍(SFDR)。SFDR指當有多個較大信號產(chǎn)生IMD雜散時，接收器可以檢測到多小的信號。相對于大信號，SFDR以dB為單位指定。

 

傳統(tǒng)上，SFDR是根據(jù)IMD3產(chǎn)物、NF和處理帶寬來定義的。許多文章中對基于IMD3的SFDR進行了推導，其有時也被稱為瞬時SFDR，這也是本文中的意思5,6。我們將其稱為SFDR3：

 

 

如今，基于IMD2的SFDR較少受到關(guān)注，但它作為一個重大威脅已經(jīng)迫在眉睫，需要予以解決。它可以采用與SFDR3相同的方式推導出來，這里將其稱為SFDR2：

 

 

圖2顯示了一種射頻前端頻譜情況，三個同步信號（F1、F2和F3）造成交調(diào)產(chǎn)物，動態(tài)范圍的下限由此決定。低于此水平時，寬帶數(shù)字接收器便無法輕易分辨出目標是真實的還是虛假的IMD雜散。

 

圖2.多信號F1、F2和F3（每個均為60 MHz）引起二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和IMD2/3組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）標記為PN。

 

當今的倍頻程以下IBW接收器（如圖2虛線框所示）僅擔心IMD3，因為其位于帶內(nèi)，無法濾除。它不用擔心IP2，因為IMD2及其引起的信號處于很容易濾除的位置。使用輸入射頻濾波可以輕松將F3斬波，從而使F3–F1和F3–F2降至本底噪聲以下。與F1和F2的二次諧波非常相似，F(xiàn)1+F2 IMD2可以通過輸出濾波輕松衰減。當然，必須考慮ADC相對于奈奎斯特折疊雜散的二階性能，但前端IMD2性能很容易處理。

 

進入多倍頻程IBW接收器（如圖2實線框所示）后，情況開始改變。與IMD3相比，IMD2是更大的問題。IMD2雜散及其引起的干擾現(xiàn)已在帶內(nèi)。帶通濾波會破壞多倍頻程IBW的作用。這就是為什么可調(diào)陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾緩解措施卻越來越受到關(guān)注。它不會讓多倍頻程頻譜損失太多。

 

圖3顯示了一個示例多倍頻程寬帶數(shù)字接收器的基波多音大信號、IMD2和IMD3水平、本底噪聲以及相應的SFDR之間的關(guān)系。該例使用ADC的實際噪聲和線性度特性，該ADC對第一奈奎斯特區(qū)進行采樣，IBW為4 GHz（從2 GHz到6 GHz）。假定處理帶寬為469 kHz。

 

圖3.SFDR2和SFDR3反映在最大信號（基波）以下多遠，您可以輕松檢測到較小信號。由于變化很大，此處的檢測閾值為零。實踐中，應從SFDR中減去檢測閾值。

 

最佳SFDR2和SFDR3出現(xiàn)在不同的Pin工作點，在這些工作點，相應的IMD水平與噪聲功率相交。如果假裝這是一個采用前端射頻限帶技術(shù)的倍頻程以下接收器，則SFDR3決定總體SFDR，我們可以預期最佳情況SFDR為79 dB，這非常不錯。但是，由于電子戰(zhàn)接收器需要多倍頻程IBW，因此SFDR2決定總體SFDR。在最佳SFDR3輸入水平(Pin = –20 dBm)時，IMD2雜散使SFDR降低24 dB，導致SFDR為55 dB。結(jié)果很公平，但令人失望。

 

一個有用的經(jīng)驗法則是，對于特定射頻輸出水平 = PRF,O，要獲得同等的IMD2和IMD3水平，必須滿足以下條件：

 

 

換句話說，此條件將使SFDR2和SFDR3線在同一點與本底噪聲相交，因此SFDR2不會限制性能。

 

對于之前的SFDR示例情況，射頻前端向ADC饋送–20 dBm，OIP3為20 dBm。要獲得相同水平的IMD2和IMD3雜散（從而不限制性能），所需的OIP2為：

 

 

考慮到與其他特性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）的平衡，目前無法獲得這樣的器件原始OIP2性能。因此，業(yè)界對新一代自適應前端干擾緩解技術(shù)的興趣日益濃厚。

 

為了減小IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降至–32 dBm，然后才能將SFDR2改進到66 dB的最佳情況。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的位置。遺憾的是，在Pin = –32 dBm時的最佳情況SFDR2仍比在–20 dBm時的最佳情況SFDR3差13 dB?，F(xiàn)在我們已經(jīng)降低了最大工作電平，因此問題的焦點轉(zhuǎn)移到噪聲功率（靈敏度）限制上，這將在以下部分進行討論。

 

是什么決定了寬帶數(shù)字接收器的處理帶寬？

 

當處理帶寬變窄時，電子戰(zhàn)接收器的靈敏度或噪聲功率會變得更好。但是，通常情況下需要權(quán)衡取舍：不能只將帶寬降低到任意小的值就認為天下大吉。有哪些競爭因素需要考慮？要回答這個問題，我們需要討論抽取、快速傅立葉變換(FFT)及其關(guān)系。首先定義幾個變量：

 

 

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內(nèi)數(shù)字信號處理器(DSP)模塊，可對原始數(shù)據(jù)流進行可配置的濾波和抽取，以將最小有效載荷發(fā)送至下游FPGA。ADI公司的相關(guān)文獻對此過程進行了詳細討論3。抽取的明顯好處是減少了必須通過JESD204B/JESD204C傳遞給FPGA的數(shù)字有效載荷。另一個好處是，與在FPGA架構(gòu)中實現(xiàn)相同操作相比，使用本地片內(nèi)抽取專用電路（即ASIC）可以節(jié)省功耗。但是，本地片內(nèi)抽取不僅僅有益于簡化數(shù)據(jù)流和節(jié)省功耗。我們會在后面談到這個問題。

 

圖4顯示了現(xiàn)代寬帶數(shù)字轉(zhuǎn)換中使用的模塊（與本討論相關(guān)）。該流程包括對數(shù)據(jù)流進行采樣、數(shù)字下變頻、數(shù)字濾波、抽取和快速傅立葉變換。

 

圖4.ADC數(shù)據(jù)抽取和FFT的簡單框圖

 

首先，使用微調(diào)NCO將在fS處采樣的數(shù)據(jù)數(shù)字下變頻到基帶（復數(shù)I/Q）。然后，使用可編程低通數(shù)字濾波器對數(shù)據(jù)流進行濾波。此預抽取數(shù)字濾波設置中頻帶寬，并且是設置接收器本底噪聲PN的兩個不同操作中的第一個。隨著中頻帶寬變小，并且濾波使寬帶噪聲衰減，帶內(nèi)積分噪聲功率會降低。

 

 

接下來，以M進行抽取會將有效采樣速率降至fS/M，保留第M 個樣本，并將其間的樣本丟棄。

 

因此，下游FFT處理獲得速率為fS/M且?guī)挒閒S/2M的數(shù)據(jù)流。最后，F(xiàn)FT長度N設置窗口寬度和捕獲時間，這是設置本底噪聲的第二步。

 

 

抽取和FFT對寬帶數(shù)字接收器本底噪聲的影響

 

圖5將寬帶數(shù)字接收器的處理本底噪聲(K)與ADC的噪聲譜密度(L)關(guān)聯(lián)起來，后者是ADC加性噪聲的FOM，可在數(shù)據(jù)手冊上輕松獲得?，F(xiàn)有ADI文獻很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲7。

 

圖5中最有用的關(guān)系是：

 

 

處理本底噪聲（圖5中的K）與PN相同，可以放入式1和式2中。注意，設計人員基于下一部分中討論的設計權(quán)衡和約束條件仔細選擇M和N。

 

圖5.抽取和FFT增益運算與通常參考的噪聲水平的關(guān)系

 

盡管提高抽取系數(shù)M與減小FFT長度N（圖5中的E）對降低本底噪聲（圖5中的C）具有相同的比例效應，但必須注意二者的機制完全不同。抽取步驟涉及使用數(shù)字濾波對通道進行限帶。由此設定的有效噪聲帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖5中的D）。它還設置了可檢測信號的最大瞬時頻譜帶寬。與之相比，F(xiàn)FT步驟本身并不進行濾波，而是將通道中的整個積分噪聲擴展到N/2個窗口中，并且決定了頻譜線分辨率。N越高，則窗口越多，每個窗口的噪聲含量就越低8。抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT窗口的寬度，在討論處理帶寬時常常將它們合并在一起（圖5中的F），但其值必須根據(jù)各自對信號帶寬、頻譜分辨率、靈敏度、延遲要求的微妙影響來平衡，詳見下一部分的討論。

 

處理帶寬和系統(tǒng)性能的權(quán)衡

 

反過來將抽取M和FFT N與高優(yōu)先級性能關(guān)聯(lián)起來：

 

延遲是檢測和處理連續(xù)頻譜捕獲的時間，必須盡可能短。許多系統(tǒng)需要近乎實時的操作，這就要求M×N盡可能小。隨著FFT大小的增加，頻譜分辨率會提高，而本底噪聲會降低，因為積分噪聲會分布在更多窗口上。需要權(quán)衡的是采集時間，后者很重要，計算公式如下：

 

 

當較短時間脈沖的頻譜內(nèi)容擴展到相對較寬的頻帶時，最小可檢測脈沖寬度(PW)設置最小容許中頻通道帶寬。如果中頻通道帶寬太窄，則信號頻譜內(nèi)容將被截斷，較短時間脈沖將得不到正確檢測。設置最大容許M的最小中頻帶寬必須滿足以下條件：

 

 

頻譜分辨率和靈敏度隨著FFT窗口變窄（需要增加N）而提高。更長的脈沖寬度和PRI需要更高的分辨率才能分辨出更近的頻譜線，這意味著需要更大的N才能正確檢測。N的增加會改善頻譜線分辨率，但只能在M所定義的中頻帶寬內(nèi)。如果使用過高的抽取，N的增加會改善M所設置的中頻帶寬內(nèi)的頻譜分辨率，但無法恢復丟失的信號帶寬。例如，脈沖寬度低于接收器最小脈沖寬度的脈沖序列將有一個頻域sinc函數(shù)，其主瓣超過抽取帶寬。增加N將有助于解析序列的PRF，但無助于解析脈沖寬度，該信息會丟失。唯一的解決辦法是減小抽取M，增加中頻帶寬。

 

抽取、FFT和脈沖序列檢測

 

電子戰(zhàn)寬帶數(shù)字接收器的大部分工作是解交織、識別、跟蹤同時入射的雷達脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復間隔(PRI)是雷達的標簽，對于確定誰是誰至關(guān)重要。檢測方案中同時使用時域和頻域9?？傮w目標是在盡可能短的持續(xù)時間內(nèi)檢測、處理和響應脈沖序列。動態(tài)范圍至關(guān)重要，因為電子戰(zhàn)接收器需要同時跟蹤多個遠距離目標，并且同時受到高能干擾脈沖的轟炸。

 

脈沖序列FFT示例

 

這里給出了兩個脈沖序列示例。第一個代表脈沖多普勒雷達，其在10％的占空比時顯示出非常短的PW (100 ns)，導致PRF非常高。第二個模擬脈沖雷達，其PW和PRI相對較長（占空比較低，PRF較低）。下面的圖像和表格說明了抽取M和FFT長度N對時間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1匯總了這些參數(shù)以便于比較。虛構(gòu)的值并不代表具體的雷達，但仍有實際意義10。

 

表1.示例脈沖多普勒雷達和脈沖雷達特性的比較

 

要點是，M和N并沒有一個適合一切情況的值，任何具體電子戰(zhàn)接收器中的復雜檢測算法和并行通道化方案都可能采用廣泛的值。電子戰(zhàn)接收器必須能夠檢測兩個信號，可能是同時進行（此處未顯示），這就是為什么快速、適應性配置能力很重要的原因。動態(tài)范圍和靈敏度直接取決于必須檢測的脈沖特性。

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測脈沖多普勒雷達

 

以下兩個FFT捕獲脈沖多普勒情形。

 

圖6所示的第一個FFT僅需要2個以上的脈沖周期，便能從FFT主瓣的寬度確定信號的脈沖寬度。抽取值M的設置使得中頻帶寬足夠?qū)?，能夠捕獲主瓣及一些旁瓣。響應時間非?？??？焖夙憫獣r間的不利一面是導致本底噪聲和頻譜分辨率較差。注意，由于缺乏頻譜分辨率，F(xiàn)FT中沒有可用的PRI信息。

 

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達的典型窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列

 

圖7中的第二個FFT顯示，因為采樣長度N（和時間）增加，本底噪聲和頻譜分辨率得到了改善。M保持不變。經(jīng)過大約九個脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以從FFT確定PRI (1/PRF)的程度。旁瓣之間可以看到本底噪聲。

 

圖7.脈沖多普勒示例使用較長FFT解析譜線

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測脈沖雷達

 

以下兩個FFT捕獲更寬的脈沖情形。

 

在圖8的脈沖雷達示例中，寬得多的PRI或更低的脈沖密度需要高得多的N。調(diào)整M完全取決于系統(tǒng)。如果必須在同一中頻通道中同時檢測到短脈沖和長脈沖，則M的設置必須適應短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨考慮時，長脈沖需要較低的中頻帶寬，因此可以將M設置得較高以改善通道噪聲和靈敏度。但是，所需的捕獲時間或FFT長度N要長得多。因此，當系統(tǒng)獲得足夠高的N來解析長脈沖時，檢測算法可能會想對短脈沖情況做出中間決策。

 

圖8.快速捕獲脈沖雷達的典型較長脈沖、較低PRF脈沖序列

 

圖9中的第二個長脈沖FFT示例說明了長PRI（低PRF）如何產(chǎn)生非常接近的頻譜線，這需要非常低的FFT窗口大小或分辨率帶寬。缺點是需要更多時間(FFT N)。好處是靈敏度更高。

 

圖9.脈沖示例使用較長FFT解析譜線

 

使用級聯(lián)ADC的寬帶數(shù)字接收器射頻前端設計

 

確立了動態(tài)范圍和靈敏度目標之后，射頻前端與數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器必須匹配。最佳射頻前端設置接收器靈敏度(NF)，并以足夠好的線性裕量執(zhí)行所需的頻譜信號調(diào)理，使得ADC性能可以設置接收器IP3和IP2。通常將前端射頻增益設置為足以建立所需級聯(lián)NF的水平，因為超出該增益一般會損害動態(tài)范圍，應避免這種情況。如果前端成為動態(tài)范圍的瓶頸，ADC的能力將被浪費，這會非?？上В?/div>