【導讀】很多應(yīng)用都需要差分信號，包括驅(qū)動現(xiàn)代模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)、通過雙絞線電纜傳輸信號、調(diào)理高保真音頻信號。由于差分信號在一組特定電源電壓下使用較大信號，提高了對共模噪聲的抑制能力，降低了二次諧波失真，因而實現(xiàn)了更高的信噪比。由于這一需求，我們需要可將大多數(shù)信號鏈中的單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號的電路模塊。
圖1顯示了簡單的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器，它使用AD8476精密低功耗完全差分放大器(diff-amp)，帶有集成精密電阻。差分放大器內(nèi)部配置的差分增益為1，因此電路的傳遞函數(shù)為：
輸出共模電壓(VOP + VON)/2由VOCM 引腳上的電壓設(shè)置。如果允許VOCM引腳浮空，則由于形成電源的電阻分壓器的內(nèi)部1 MΩ電阻，輸出共模電壓將會浮動至電源電壓中間值。電容C1會濾除1 MΩ電阻的噪聲，以降低輸出共模噪聲。由于AD8476的內(nèi)部激光調(diào)整增益設(shè)置電阻，因而電路的增益誤差最大值僅為0.04%。
圖1. 簡單的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器。
對于很多應(yīng)用，圖1中的電路已足以用于執(zhí)行單端轉(zhuǎn)差分的轉(zhuǎn)換。對于需要更高性能的應(yīng)用，圖2顯示的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器具有很高輸入阻抗，最大輸入偏置電流為2 nA，最大失調(diào)(RTI)為60 µV，最大失調(diào)漂移為0.7 µV/°C。該電路通過將OP1177精密運算放大器(op amp)與AD8476級聯(lián)，并將AD8476的正輸出電壓反饋至運算放大器的反相輸入端，達到這種級別的性能。這種反饋方式使得運算放大器能夠確定配置的精度和噪聲性能，因為它將反饋環(huán)路內(nèi)的差分放大器與前面的運算放大器的大開環(huán)增益相連。因此，當以輸入為基準時，這種大增益可以減少AD8476的誤差，包括噪聲、失真、失調(diào)和失調(diào)偏移。
圖2. 改進的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器。
圖2中的電路可以用以下公式表示：
聯(lián)立(1)和(3)：
公式3展示了有關(guān)電路的兩個重要特性：首先，電路的單端轉(zhuǎn)差分增益為2。第二，VREF節(jié)點作為輸入信號的基準，因此它可用于消除輸入信號中的偏置。例如，如果輸入信號具有1 V的偏置，則將1 V施加于REF節(jié)點可以消除偏置。
如果目標應(yīng)用需要大于2的增益，則可以修改圖2中的電路，如圖3所示。在這種情況下，電路的單端轉(zhuǎn)差分增益取決于外部電阻RF和RG如下所示：
(5)和
(6)
圖3. 改進的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器，具有電阻可編程增益。
與圖2中的電路相似，這種經(jīng)過改進的單端轉(zhuǎn)差分轉(zhuǎn)換器可將差分放大器放置在運算放大器的反饋環(huán)路內(nèi)部，從而抑制差分放大器的誤差。與任何反饋連接相同，我們必須小心地確保系統(tǒng)是穩(wěn)定的。請參考圖2，OP1177和AD8476的級聯(lián)形成了復合差分輸出運算放大器，頻率范圍的開環(huán)增益是運算放大器的開環(huán)增益和差分放大器的閉環(huán)增益的乘積。因此，AD8476的閉環(huán)帶寬為OP1177的開環(huán)增益添加了一個極點。為確保穩(wěn)定性，差分放大器的帶寬應(yīng)高于運算放大器的單位增益頻率。在圖3所示的電路中，這一要求有所放寬，因為電阻反饋網(wǎng)絡(luò)有效地將OP1177的單位增益頻率降低了RG/(RG + RF)倍。由于D8476具有5 MHz的帶寬，OP1177具有1 MHz的單位增益頻率，因此所示的電路不會出現(xiàn)穩(wěn)定性問題。圖4顯示了圖2中的電路的輸入和輸出信號的示波圖，由以地為基準的10 Hz、1 V p-p正弦波驅(qū)動。為簡明起見，VREF節(jié)點接地。
圖4. 由以地為基準的10 Hz、1 V p-p正弦波驅(qū)動時，圖2中電路的輸入和輸出信號。
如果使用的運算放大器的單位增益頻率遠大于差分放大器的帶寬，則可插入帶寬限制電容CF，如圖3所示。電容CF和反饋電阻RF構(gòu)成積分器，因而整個電路的帶寬按以下方式計算：
(7)帶寬公式中的½是因為反饋是單端的，而不是差分的，這樣會將反饋和帶寬減少一半。如果減少的帶寬低于差分放大器的閉環(huán)帶寬，則電路將會非常穩(wěn)定。這種帶寬限制技術(shù)也可在增益為2的情況下使用，讓RG保持開路。
