- 探討測(cè)量高頻PWM實(shí)時(shí)功率的乘法器電路
- 分析LT1256如何采用乘法配置
- 對(duì)低頻產(chǎn)品可用LTC1966或LTC1967替代LTC1968
除了瞬時(shí)功率外，平均和RMS功率值也是非常重要的。所有全模擬電路可以實(shí)現(xiàn)這些指標(biāo)的測(cè)量。
對(duì)于電機(jī)或伺服器這些需要精確監(jiān)視或調(diào)節(jié)負(fù)載耗散功率的產(chǎn)品來(lái)說(shuō)，可以通過(guò)計(jì)算負(fù)載電壓和電流的乘積來(lái)測(cè)量實(shí)際功率。但如果電壓電流為高頻波時(shí)，測(cè)量相應(yīng)的功率并非易事，這就是脈寬調(diào)制(PWM)電機(jī)所面臨的問(wèn)題。PWM電機(jī)驅(qū)動(dòng)使用的控制信號(hào)頻率通常為數(shù)面千赫。一般來(lái)說(shuō)，平均和RMS功率輸出比用功率測(cè)量電路得到的高頻瞬時(shí)功率更有用。LT1256增益控制放大器和LTC1968高帶寬RMS-DC轉(zhuǎn)換器可從快速變化的電壓和電流中獲得瞬時(shí)及真正的RMS功率。圖1至圖5列舉了用功率電路測(cè)量H橋PWM電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的耗散負(fù)載功率。圖1為H橋，即四個(gè)開(kāi)關(guān)組成的形狀像字母H的網(wǎng)絡(luò)。
圖1: 典型H橋方框圖
其中包括調(diào)節(jié)負(fù)載電壓的兩套開(kāi)關(guān)、一個(gè)無(wú)刷直流電機(jī)。方波信號(hào)的占空比代表負(fù)載上的平均電壓，即無(wú)刷直流電機(jī)的平均電壓。因此，改變占空比即可改變電機(jī)軸的速度和方向。電機(jī)的電流大小隨電機(jī)軸的機(jī)械阻力(電機(jī)負(fù)載)變化。
LT1995和LT1991精密增益放大器用不同方式測(cè)量電機(jī)的電壓和電流(分別為圖1和圖3所示)。
圖2: LT1995和一對(duì)LT1632，直流電機(jī)的動(dòng)態(tài)電壓范圍達(dá)±50V。
圖3: LT1991測(cè)量小感應(yīng)電阻的電壓，共模輸入擺動(dòng)范圍達(dá)±60V。
盡管共模信號(hào)(H橋的電源電壓)很大，由于這些放大器具有高共模抑制特性，因此仍可精確測(cè)量電壓和電流。LT1632逆變器將電壓信號(hào)衰減至LT1995的輸入共模范圍內(nèi)。共同使用LT1632s和LT1995產(chǎn)生的輸出電壓ΔV是負(fù)載電壓的0.1倍。
當(dāng)增益為1時(shí)，LT1991共模范圍大(±60V)，因此LT1013放大器為L(zhǎng)T1991輸出提供增益。聯(lián)合使用LT1991和LT1013則可產(chǎn)生十倍于感應(yīng)電阻電壓的輸出電壓VI。電壓電流部分的增益(分別為0.1倍和10倍)可任意選擇以獲得簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)關(guān)系，也可根據(jù)需要更改。
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LT1991的低通RC網(wǎng)絡(luò)衰減100kHz(諧波)饋通，進(jìn)一步提高電路的高頻共模抑制。由于電機(jī)線(xiàn)圈電感高，限制了電機(jī)電流的帶寬(帶寬限制量與電機(jī)型號(hào)相關(guān)，但不會(huì)接近100KHz)，因此濾波時(shí)不會(huì)損失有用信息。感應(yīng)電阻小，相應(yīng)的電流感應(yīng)電壓隨之減小，從而可限制電路的動(dòng)態(tài)范圍，因此如果必要的話(huà)可提高LT1013的增益。當(dāng)增益較高(大于100)時(shí)，需要用更大帶寬的變壓器替代LT1013。
圖4所示為L(zhǎng)T1256如何結(jié)合分離的電壓電流信號(hào)產(chǎn)生電路的瞬時(shí)功率。
圖4: 直流偏置放大器相應(yīng)音頻信號(hào)的交流和直流分量
LT1256可采用乘法配置，一個(gè)放大器的增益為1.25，另一個(gè)的增益－1.25。VC引腳由LT1013的輸出控制，可在該范圍內(nèi)線(xiàn)性選擇電壓增益。LT1790參考電壓和LT1013的另一半控制VC引腳的輸入范圍為±1.25V。LT1256的增益等于VC引腳電壓(例如，如果VC引腳的電壓為－0.5 V，增益即為－0.5)。換言之，LT1256電路的表達(dá)式(參考圖1)為:
LT1256OUTPUT = V×I 當(dāng)－1.25V ≤I≤1.25V時(shí)
瞬時(shí)功率波形衰減十倍，并輸入到LTC1968，這樣直流輸出與RMS功率成正比(圖5)。
圖5: LTC1968 RMS-DC轉(zhuǎn)換器的性能高達(dá)500kHz，可將圖4的瞬時(shí)功率波形轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷鬏敵觥?/div> 因?yàn)長(zhǎng)TC1968需要電壓低于1V以確保精確度，因此需要衰減LTC1968電壓。電路的總增益為：
PINSTΔV×VI
PRMS (DC) = 0.1×ΔV×VI
RMS輸出電壓相對(duì)電機(jī)功率為：
PRMS (DC) = (AV×RSENSE×AV,1013×100) mV/WRMS
這里，
AV,1632 = LT1632的衰減(V/V),
AV,1013 = LT1013增益 (V/V)
RSENSE = 感應(yīng)電阻值(Ω)
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電路帶寬和電壓額定值
電壓測(cè)量部分的帶寬(LT1632和LT1995)為8.7MHz，100kHz方波輸入的保真性好。LT1632的輸出擺動(dòng)限制共模電壓(H橋電源電壓)低于45V。增大LT1632的衰減還可擴(kuò)大此范圍(用100kΩ電阻替代10kΩ可使衰減提高十倍，這樣共模輸入范圍可達(dá)450V)。
電流測(cè)量部分(LT1991和LT1013)帶寬為10kHz，其范圍是由RC低通濾波器(LPF)網(wǎng)絡(luò)限制。因?yàn)橹绷麟姍C(jī)線(xiàn)圈電感大，大共模電壓可能會(huì)導(dǎo)致100kHz紋波電流，像LT1991，因此選擇這一范圍以抑制紋波電流。即使是電阻匹配良好的LT1991在100kHz時(shí)CMRR也僅為40dB。因此，LPF帶寬的選擇是在通過(guò)實(shí)際電流紋波與衰減來(lái)自LT1991共模雜散信號(hào)兩者間權(quán)衡。LT1991的輸入電壓范圍將共模電壓限制為60V，但可以通過(guò)兩個(gè)輸入端的精確匹配分阻網(wǎng)絡(luò)擴(kuò)展這一范圍。LT1256的VC引腳將LT1013的有用輸出范圍限制為{{1.25V，這樣電機(jī)上的電流不超過(guò)(0.125×RSENSE)。對(duì)大電流情況，需要使用小感應(yīng)電阻。圖6a為功率測(cè)量電路的電壓、電流和瞬時(shí)網(wǎng)絡(luò)波形。
圖6a: PWM驅(qū)動(dòng)占空比為60%的功率測(cè)量電路波形、0.1感應(yīng)電阻和小電機(jī)電阻。軌跡1為電壓，軌跡2為電流，軌跡3為瞬時(shí)功率。
軌跡1(頂端)為通過(guò)0.1V/V增益后，電機(jī)上的差分電壓。軌跡2 (中間)為通過(guò)增益1V/A的電機(jī)電流。軌跡3(底部)為電機(jī)的實(shí)際瞬態(tài)功耗，增益為0.1V/W。這些功率測(cè)量電路波形是相對(duì)占空比為60%的PWM驅(qū)動(dòng)、0.1Ω感應(yīng)電阻和小電機(jī)電阻的情況。RMS功耗為5.9mV (590mW)，是通過(guò)高阻抗電壓計(jì)測(cè)得的。圖6b所示為相同的三種小型，但電機(jī)軸的負(fù)載(阻抗)增大了。
圖6b: 大電機(jī)電阻，占空比60%、感應(yīng)電阻0.1Ω。軌線(xiàn)1是電壓。軌線(xiàn)2為電流，軌線(xiàn)3為瞬時(shí)功率。
該圖對(duì)應(yīng)的是大電阻電機(jī)的情況，占空比仍為60%，感應(yīng)電阻為0.1Ω。同樣，軌線(xiàn)1為電壓，軌線(xiàn)2為電流，軌線(xiàn)3為瞬態(tài)功率。值得注意的是，當(dāng)負(fù)載增大，平均電機(jī)電流也相應(yīng)增大(從絕對(duì)意義而言)。用高阻抗電壓計(jì)測(cè)得的RMS功耗為20mV (2瓦)。
毫無(wú)疑問(wèn)，由于電機(jī)電流增大，電機(jī)平均功耗也隨之提高。
電路精確性
功率測(cè)量電路的增益精確性取決于LT1256和圖4中電阻的精度。LT1256在商用溫度范圍內(nèi)(0℃至70℃)最大增益誤差為3%。使用0.1%金屬薄膜電阻或匹配電阻網(wǎng)絡(luò)用于電路的增益設(shè)置和電壓衰減，可使增益誤差優(yōu)于4.5%。
本文介紹的功率測(cè)量電路可以測(cè)量高頻PWM驅(qū)動(dòng)電機(jī)或其它任何高頻功率測(cè)量產(chǎn)品中的功耗。對(duì)低頻產(chǎn)品，可用LTC1966或LTC1967替代LTC1968。
