【導(dǎo)讀】半導(dǎo)體市場(chǎng)不斷推動(dòng)IGBT技術(shù)實(shí)現(xiàn)更高功率密度、魯棒性和性能水平。對(duì)于新一代IGBT而言，始終需要能夠輕松融入設(shè)計(jì)并在不同應(yīng)用中表現(xiàn)良好的產(chǎn)品。IGBT應(yīng)能助力打造出擁有優(yōu)化系統(tǒng)成本的可擴(kuò)展逆變器產(chǎn)品組合。本文通過仿真和應(yīng)用測(cè)試，對(duì)英飛凌全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7技術(shù)以及對(duì)應(yīng)的同類最佳900A和750A EconoDUAL? 3模塊的電氣性能和熱性能，與英飛凌IGBT4技術(shù)進(jìn)行了比較。在1700V IGBT模塊特定應(yīng)用背景下，考慮到了芯片優(yōu)化。研究結(jié)果表明，采用新型1700V IGBT7/EC7技術(shù)的模塊在大量應(yīng)用中顯著提高了功率密度。
1 典型應(yīng)用條件的定義
1700V IGBT模塊適用于不同應(yīng)用。其中，最典型的要數(shù)電源電壓高達(dá)690V AC的變頻器（VFD）。在這個(gè)電壓級(jí)別下，直流母線電壓約為930V，接近900V（數(shù)據(jù)手冊(cè)中的動(dòng)態(tài)表征[1,2]）。同時(shí)，變頻器制造商允許在運(yùn)行制動(dòng)單元之前，直流電壓達(dá)到1070V-1100V[3,4]。而在必須滿足低總諧波失真（THD）、穩(wěn)定的電機(jī)運(yùn)行或能量回饋電網(wǎng)等要求的應(yīng)用中，有必要使用有源前端（AFE）整流器。在運(yùn)行這種整流器期間，直流母線電壓會(huì)上升到更高的水平，并且在保護(hù)系統(tǒng)被觸發(fā)之前，達(dá)到約1200V的最大水平[2,5]。在另一個(gè)1700V IGBT模塊被廣泛使用的應(yīng)用中（風(fēng)力渦輪機(jī)），也有提高直流母線電壓水平的趨勢(shì)。由于使用了額定電壓為1380VAC的永磁同步發(fā)電機(jī)（PMSG）[6]，該值達(dá)到了2100V（在故障模式下，例如，電網(wǎng)故障時(shí)，可以達(dá)到更高值）。考慮到采用三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（ANPC或NPC1），一個(gè)模塊的直流電壓等于1050V。而在實(shí)際應(yīng)用中，1700V IGBT模塊的工作電壓可能高于其數(shù)據(jù)手冊(cè)中的推薦值。因此，關(guān)斷時(shí)，VCE過壓的最大幅度將增加；導(dǎo)通時(shí)，二極管的軟度將受到限制，整體功耗水平上升。因此，本文聚焦1150V直流母線電壓，旨在反映新模塊在實(shí)際應(yīng)用條件下的工作情況。
一篇論文很難覆蓋所有可行的應(yīng)用。因此，在下面的例子中，只討論了變頻器和AFE，以突出新技術(shù)實(shí)現(xiàn)的優(yōu)化。采用EconoDUAL? 3封裝的1700V IGBT模塊可以適用于逆變器不同的功率等級(jí)（從70kW到數(shù)MW（模塊并聯(lián)））。在該功率范圍內(nèi)，開關(guān)頻率在1kHz-2.5kHz之間[3,4,5]。根據(jù)額定功率為160kW的中功率逆變器的典型參數(shù)及其負(fù)載，可以估算出其開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之比（如圖1所示）。在本示例中，功率因數(shù)的變化說明了模塊的二極管（cos(φ)=-1，AFE的典型值）或IGBT（cos(φ)=0.85，變頻器的典型值）上承受負(fù)載功率。該計(jì)算是針對(duì)采用IGBT4技術(shù)的FF600R17ME4_B11進(jìn)行的。
圖1：在以下條件下，F(xiàn)F600R17ME4_B11的功率損耗比：fsw=2.5kHz，Irms=175A，cos(φ)= 0.85/-1，m=1，fout=50Hz，VDC=1150V, 強(qiáng)制通風(fēng)冷卻
如圖1所示，在這兩種情況下，動(dòng)態(tài)損耗在總功率損耗中占據(jù)主要比例。這決定了主要改進(jìn)方向。靜態(tài)損耗所占比例仍然很大程度上取決于功率因數(shù)。例如，cos(φ)=0.85時(shí)，靜態(tài)損耗占IGBT總損耗的 34%，二極管僅占10%；cos(φ)=-1時(shí)，情況則相反，即IGBT占6%，二極管占40%。
降低開關(guān)損耗，對(duì)于優(yōu)化模塊的電氣性能而言至關(guān)重要。同時(shí)，也不能忽略IGBT和二極管的開關(guān)和靜態(tài)參數(shù)的適當(dāng)平衡，來實(shí)現(xiàn)比圖1傳導(dǎo)損耗更小的應(yīng)用（參見第7節(jié)）。
在接下來的章節(jié)，我們將仔細(xì)考慮使用這種方法來優(yōu)化芯片。
1 1700V TRENCHSTOP? IGBT7
2.1 IGBT7和EC7的技術(shù)說明
IGBT7技術(shù)于2018年首度推出，現(xiàn)已支持1200V電壓等級(jí)，適用于低功率[7]、中功率[8]和高功率模塊應(yīng)用[9]。為完善中功率1700V模塊組合，并提高相同模塊尺寸下的功率密度，TRENCHSTOP? IGBT7技術(shù)已開發(fā)問世。我們將在下一節(jié)探討其主要特性。
為了解決電流密度增加帶來的相關(guān)挑戰(zhàn)，IGBT7基于微溝槽（MPT）結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，在1200V上得到了首次應(yīng)用[7]。MPT結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖如圖2所示。
圖2：微溝槽（MPT）單元，其中心是有源溝道，可選配相鄰無源溝槽/臺(tái)面（mesa）（如[7]所述）
將mesa寬度降至亞微米級(jí)別，可以增加載流子限制，從而實(shí)現(xiàn)出色的靜態(tài)損耗性能。此外，調(diào)整接觸方案，可以使開關(guān)行為、損耗和柵極電荷同時(shí)得到優(yōu)化。
新一代1700V英飛凌二極管EC7（發(fā)射極控制），融合了1200V EC7和1700V EC5的理念，旨在于更高的電流密度下，實(shí)現(xiàn)更優(yōu)的折衷，并維持在不同應(yīng)用條件下運(yùn)行所需的魯棒性。
1700V IGBT7和EC7的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能將在接下來的兩節(jié)中介紹。
2.2 靜態(tài)行為損耗
圖3顯示了1700V IGBT7和IGBT4在其對(duì)應(yīng)的最高額定電流模塊FF900R17ME7_B11和FF600R17ME4_B11中的輸出特性。
圖3：在不同溫度下，Vge=15V時(shí)，IGBT4和IGBT7的輸出特性。頂部條形圖對(duì)比了在這兩個(gè)最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時(shí)的Vce。
由于MPT載流子的限制，IGBT7顯著降低了靜態(tài)損耗。通過在其各自的模塊額定電流和不同Tvj,max（175°C/150°C）下進(jìn)行比較，IGBT7的Vce,sat在2.05V-2.45V下降低了400mV。為了公平比較，我們?cè)谙嗤募姌O電流（600A）和相同的結(jié)溫（150°C）下進(jìn)行了比較，其優(yōu)勢(shì)更加明顯（1.65V和2.45V）（請(qǐng)參考條形圖）——在相同的模塊尺寸和可比的芯片尺寸下，靜態(tài)損耗降低了33%。圖4對(duì)比了1700V EC7和EC4的正向特性（同樣采用最高額定電流模塊）。其一大區(qū)別在于Vf的溫度系數(shù)。EC4的靜態(tài)損耗隨溫度升高而增加，EC7在較高的應(yīng)用溫度下，Vf在負(fù)載下有所降低。
在600A和150°C下比較二者可發(fā)現(xiàn)，EC7只是稍稍改善了Vf（約70mV）。如果在其各自的額定電流和最高額定結(jié)溫下進(jìn)行比較，可發(fā)現(xiàn)新技術(shù)的Vf甚至更高。這種設(shè)計(jì)選擇的原因可以通過重新查看圖1來加以理解，圖1表明，IGBT的導(dǎo)通損耗顯著低于二極管的開關(guān)損耗。因此，在設(shè)計(jì)中，選擇更傾向于減少等離子體的折衷點(diǎn)，從而大幅改善二極管的關(guān)斷損耗。該措施還降低了IGBT的開通損耗，具體將在下一節(jié)中討論。
圖4：在不同溫度下，1700V EC4和EC7的二極管正向特性。頂部條形圖比較了在最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時(shí)的Vf
3 開關(guān)行為
3.1 開關(guān)速度可控性和過電壓
如第1節(jié)所述，開關(guān)損耗是大多數(shù)1700V IGBT模塊應(yīng)用損耗的主要因素，因此是關(guān)鍵的參數(shù)優(yōu)化對(duì)象。在本節(jié)中，我們將在1150V的直流電壓下，如第1節(jié)所推論的那樣，比較這兩種技術(shù)的開關(guān)行為。
首先我們來關(guān)注IGBT的關(guān)斷，最快、最關(guān)鍵的工作點(diǎn)出現(xiàn)在低溫（此處為25°C）和高電流（此處為Inom，分別為900A/600A）下。圖5比較了在這些條件下，兩代IGBT的電壓斜率。我們?cè)贗GBT7和IGBT4上，觀察到了類似的dUce/dt可控性——自限開關(guān)速度略高于6kV/μs，而且通過Rg,off對(duì)電壓斜率有良好的可控性。
圖5：IGBT7/EC7和IGBT4/EC41700V芯片組的導(dǎo)通和關(guān)斷瞬態(tài)的開關(guān)速度比較。IGBT電壓斜率為dU/dt10-90/dU/dt90-10。測(cè)量條件：T=25°C、UDC=1150V，IC=Inom（關(guān)斷）//Inom（導(dǎo)通）的1/10。
突出顯示的數(shù)據(jù)點(diǎn)為圖7所述的開關(guān)事件的條件。
在IGBT關(guān)斷期間，較高的額定電流以及IGBT7的較高dI/dt，對(duì)過壓行為提出了更高的要求。圖6顯示了Uce,max與Rg的關(guān)系。
圖6：UDC=1150V,T=25°C,LS,setup=25nH時(shí)，IC= Inom，關(guān)斷期間的IGBT過壓
盡管IGBT7的額定電流高出50%，但它并未達(dá)到更高的Uce,max。在整個(gè)Rg范圍內(nèi)，這兩種技術(shù)都保持在1625V以下，并且與1700V的額定電壓保持了很好的裕量。雖然Rg的依賴性略有不同，但總體而言，這兩種技術(shù)都顯示出了調(diào)整門極電阻的靈活性，能夠輕松滿足各種過壓、開關(guān)速度和雜散電感的要求。
現(xiàn)在，我們來關(guān)注IGBT導(dǎo)通，最快的dU/dt斜率出現(xiàn)在低IC電流下。圖5顯示了在室溫下，1/10 Inom（90 A/60A）時(shí)的dU/dtIGBT。我們同樣在IGBT7和IGBT4上，觀察到了非常相似的dU/dt可控性。IGBT7的Rg可控dU/dt域，在10kV/μs到2kV/μs之間。原則上來講，IGBT4顯示出了相似且可實(shí)現(xiàn)的開關(guān)速度。但實(shí)際上，由于在1150VDC下二極管的關(guān)斷振蕩，IGBT4技術(shù)無法實(shí)現(xiàn)高于約3.4kV/μs的開關(guān)速度。
通常而言，二極管的關(guān)斷行為可能會(huì)限制IGBT的最大開關(guān)速度，這是因?yàn)槎O管電流跳變（snap-off）會(huì)觸發(fā)高過壓或振蕩。兩者都可能導(dǎo)致模塊受損，或引起嚴(yán)重的電磁干擾（EMI）問題，因此，必須加以避免。這個(gè)問題被稱作是續(xù)流二極管的軟關(guān)斷行為或軟度問題。二極管的軟度主要受器件溫度Tj、正向電流If、反向電壓Ur，以及關(guān)斷速度dI/dt的影響。二極管過壓由直流母線電壓和換流回路中的有效雜散電感引起。軟關(guān)斷可以通過提供拖尾電流來實(shí)現(xiàn)，從而導(dǎo)致更高的恢復(fù)電荷，最終導(dǎo)致二極管產(chǎn)生更高的關(guān)斷損耗，同時(shí)，也導(dǎo)致IGBT產(chǎn)生更高的導(dǎo)通損耗。因此，二極管開發(fā)期間的挑戰(zhàn)是，在充足的軟度和最佳的關(guān)斷損耗之間找到最佳的平衡點(diǎn)。
圖7顯示了1150V時(shí)，EC4和EC7這兩種二極管技術(shù)在兩種不同的開關(guān)速度下的二極管關(guān)斷情況。在3-4kV/μs的關(guān)斷速度下，兩種技術(shù)都表現(xiàn)出類似的關(guān)斷性能，幾乎沒有過電壓峰值和低振蕩。在更快的8-10kV/μs關(guān)斷速度下，則可以觀察到明顯的差異。1700V EC4傾向于電流和電壓振蕩，而1700V EC7在關(guān)斷時(shí)，沒有振蕩或跳變。因此，IGBT7/EC7可以實(shí)現(xiàn)更快的二極管關(guān)斷和IGBT導(dǎo)通，進(jìn)而降低Eon和Erec損耗，具體我們將在下一節(jié)探討。
圖7：在不同的開關(guān)速度dU/dtIGBT,on（上圖：3-4kV/μs，下圖：8-10kV/μs），25°C，1150V和0.1xInom下，1700V EC4和EC7的關(guān)斷開關(guān)曲線。圖5顯示了所描述的電壓斜率所需的Rgs
3.2 開關(guān)損耗
最后，VDC=1150V時(shí)，IGBT和二極管的開關(guān)損耗對(duì)比如圖8所示。為了公平比較，我們?cè)赥j=150°C時(shí)，在其各自的額定電流下，測(cè)量了它們的開關(guān)損耗，歸一化為[μJ/A]，然后，根據(jù)開關(guān)速度制圖。
圖8的上圖顯示在25°C和Inom時(shí)，IGBT關(guān)斷期間，歸一化的IGBT關(guān)斷損耗與dU/dt的關(guān)系。IGBT4和IGBT7在整個(gè)dU/dt范圍內(nèi)，都表現(xiàn)出相當(dāng)?shù)年P(guān)斷損耗，最低約為370μJ/A。對(duì)比靜態(tài)損耗得到顯著改善的IGBT7（參見第2節(jié)），IGBT7顯然實(shí)現(xiàn)了比IGBT4更顯著的折衷優(yōu)化。
圖8的下圖顯示了歸一化的Eon和Erec損耗與導(dǎo)通速度的關(guān)系。兩種技術(shù)在相同的開關(guān)速度dU/dt10-90下，產(chǎn)生了相似的IGBT導(dǎo)通損耗。但正如上節(jié)所述，由于在高直流母線電壓下，二極管會(huì)發(fā)生振蕩，因此，IGBT4/EC4技術(shù)無法實(shí)現(xiàn)高于3.4kV/μs的開關(guān)速度。相比之下，IGBT7能夠通過更快的開關(guān)，大幅降低導(dǎo)通損耗——這是1700V EC7更高的軟度所實(shí)現(xiàn)的。因此，與沒有速度限制的IGBT4相比，總導(dǎo)通損耗可降低40%以上，在典型的7kV/μs dU/dt限制下，降低30%以上[10]。
圖8：Tj=150°C、IC=Inom與T=25°C、IC=Inom（關(guān)斷）或1/10Inom（導(dǎo)通）下的歸一化開關(guān)損耗。條形圖表示兩個(gè)模塊在可達(dá)到的最高dU/dt下的損耗
圖8的下圖對(duì)比了1150V和150°C時(shí)的二極管損耗Erec。EC7在整個(gè)開關(guān)速度范圍內(nèi)，明顯降低了開關(guān)損耗。
在相同的dU/dt下進(jìn)行比較時(shí)，盡管EC7與EC4顯示出了相似的Vf性能，但EC7的Erec比EC4低約50%（見2.2）。這明確顯示了EC7所實(shí)現(xiàn)的折衷收益。即使在不同的開關(guān)速度下，例如，在旨在降低Eon的軟度限制操作中，Erec仍然大幅降低。圖8下圖右下角的條形圖說明了這一點(diǎn)。因此，可以得出結(jié)論，EC7二極管帶來的更快開關(guān)，可以在IGBT導(dǎo)通期間，顯著降低Eon和Erec損耗。
4 宇宙射線的魯棒性
在所有典型應(yīng)用中，逆變器和功率模塊都暴露于宇宙輻射中。這些高能粒子會(huì)導(dǎo)致設(shè)備受損。因此，在設(shè)計(jì)逆變器時(shí)，需要考慮輻照事故導(dǎo)致設(shè)備發(fā)生故障的概率。這個(gè)故障率很大程度上取決于功率模塊運(yùn)行時(shí)的直流母線電壓，以及安裝的海拔高度。在高海拔地區(qū)，會(huì)承受更高的宇宙輻射通量[11]。
圖9：室溫下的宇宙射線失效率（歸一化為1200V時(shí)的F600R17ME4_B11失效率）
圖9比較了1700V IGBT7/EC7模塊與其上代模塊的宇宙設(shè)線失效率。其中，F(xiàn)F600R17ME7在1200V時(shí)的失效率被歸一化，并將圖按比例縮放到宇宙射線失效率的相關(guān)電壓范圍。可以發(fā)現(xiàn)，最新一代芯片實(shí)現(xiàn)了相當(dāng)大的改進(jìn)：1200V時(shí)的失效率降至1/3，到1300V時(shí)減少了大約一個(gè)數(shù)量級(jí)。
5 模塊的封裝
1700V IGBT7 EconoDUAL? 3模塊的整個(gè)產(chǎn)品組合都采用了首次在FF900R12ME7_B11中推出的封裝。此外，新器件支持在Tvj高達(dá)175°C的過載狀態(tài)下運(yùn)行，最長(zhǎng)可持續(xù)60秒。此過載時(shí)間間隔必須在負(fù)載循環(huán)時(shí)間的20%以內(nèi)[8]。
這種封裝的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，增強(qiáng)了電源端子的載流能力。這有助于降低母線的溫度——在逆變器功率密度不斷提高的趨勢(shì)下，這一點(diǎn)特別重要。該模塊封裝的測(cè)試結(jié)果已經(jīng)在以前的論文中介紹過[8]。
6 應(yīng)用測(cè)試
為了比較FF600R17ME4_B11和FF900R17ME7_B11模塊在實(shí)際應(yīng)用條件下的性能，我們進(jìn)行了逆變器測(cè)試。如第1節(jié)所述，在1700V IGBT模塊的大多數(shù)應(yīng)用中，直流母線電壓都超過了1000V。因此，我們決定使用填充了凝膠且搭載了熱電偶的模塊進(jìn)行測(cè)試。我們將溫度傳感器粘在最熱的芯片中心位置。其他測(cè)試條件與第1節(jié)中給出的條件一致（見表1）。IGBT7模塊在兩種不同的導(dǎo)通速度下，進(jìn)行了測(cè)試——可能的最快速度和7kV/μs限制速度[10]。正如第3節(jié)所述，F(xiàn)F600R17ME4_B11的最大速度約為3.4kV/μs，測(cè)試中所有器件的關(guān)斷斜率均低于7kV/μs。測(cè)試所使用的逆變器組件見圖10。
表1：應(yīng)用測(cè)試的參數(shù)
圖11顯示了，cos(φ)=0.85時(shí)，TIGBT與上述兩個(gè)模塊的Iout的關(guān)系。在這種操作模式下，IGBT芯片的損耗占比高。在TIGBT=150°C時(shí)，F(xiàn)F900R17ME7_B11的輸出電流增加75A（增加26%），并通過所選的Rgs將dU/dt限制在7kV/μs。在最大速度下，900A模塊的優(yōu)勢(shì)更為明顯——Iout高90A（+31%）。相對(duì)地，當(dāng)在TIGBT=175°C下運(yùn)行時(shí)，F(xiàn)F900R17ME7_B11在最大開關(guān)速度下，提供多出120A（+41%）的輸出電流。
cos(φ)=-1時(shí)的操作如圖12所示。與之前的操作模式相比，其二極管的損耗占比高。當(dāng)限制在TDiode=150°C時(shí)，在7kV/μs和最大導(dǎo)通速度下，新模塊的輸出電流分別增加了50A（+17%）和55A（+19%）。開關(guān)速度的降低并沒有改變整體損耗和溫度性能，這一怪象可以通過函數(shù)Eon(dU/dt)的陡度大于函數(shù)Erec(dU/dt)的陡度來解釋。在這種情況下，通過調(diào)節(jié)至7kV/μs來降低二極管動(dòng)態(tài)損耗所帶來的積極效果，可被Eon增加來抵消（見圖8）。在TDiode=175°C下運(yùn)行，可以使900A模塊驅(qū)動(dòng)的輸出電流比前代產(chǎn)品高87A（+30%）。
圖中文字：
Gate driver：門極驅(qū)動(dòng)
DC-link capacitors：直流鏈路電容器
Fan：風(fēng)扇
Adapter board：適配器板
IGBT module：IGBT模塊
圖10：應(yīng)用測(cè)試中的測(cè)試設(shè)置
圖11：在cos(φ)=0.85的應(yīng)用測(cè)試中，TIGBT與輸出電流的關(guān)系（參數(shù)見表1）
圖中文字：
FF600R17ME4_B11 at max speed：
最大速度下的FF600R17ME4_B11
FF900R17ME7_B11 at 7 kV/μs：
7 kV/μs時(shí)的FF900R17ME7_B11
FF900R17ME7_B11 at max speed：
最大速度下的FF900R17ME7_B11
圖12：在cos(φ)=-1的應(yīng)用測(cè)試中，TDiode與輸出電流的關(guān)系。參數(shù)見表1
這些結(jié)果顯示了，上述章節(jié)所描述的芯片優(yōu)化方法的有效性；另外，結(jié)果還表明，與上一代IGBT模塊相比，全新的同類最佳1700V IGBT7模塊在各種工作模式下都具備的卓越性能。
7 帶有放強(qiáng)二極管的FF750R17ME7D_B11
7.1 模塊理念
在許多應(yīng)用中，二極管靜態(tài)損耗影響了整個(gè)模塊的性能，例如，靜止無功發(fā)生器和帶有雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)或直接驅(qū)動(dòng)式機(jī)器的風(fēng)力渦輪機(jī)中的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器。
全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT技術(shù)提供了一種提高二極管性能的明智方法。得益于FF750R17ME7D_B11中新裸片的尺寸，該模塊可以容納更小的750A IGBT（與FF900R17ME7_B11相比），從而充分利用空間，并增加二極管的有效區(qū)域。這帶來了兩大優(yōu)勢(shì)：與FF900R17ME7_B11相比，VF降低了12%，RthJC,DIODE降低了16%。
圖13概括了本文討論的所有模塊的靜態(tài)損耗和動(dòng)態(tài)損耗。開關(guān)損耗是在1150V的直流鏈路電壓和每個(gè)器件的最大可能換向速度下測(cè)得的。
圖13：FF900R17ME7_B11、FF750R17ME7D_B11和FF600R17ME4_B11的VF和VCE,sat（IC=600A和Tvj =150°C）和動(dòng)態(tài)損耗（在Tvj=150°C，IC=600A時(shí)測(cè)量，單位為μJ/A）
我們將在下一節(jié)將詳細(xì)介紹優(yōu)化VF和RthJC,DIODE值對(duì)模塊性能的影響。
7.2 基于應(yīng)用的仿真
為了演示FF750R17ME7D_B11的性能，我們?cè)诰哂须p饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)的風(fēng)力渦輪機(jī)的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的典型應(yīng)用條件下，進(jìn)行了仿真。然后與FF900R17ME7_B11的性能進(jìn)行比較。比較結(jié)果見圖14。
FF750R17ME7D_B11在整個(gè)電流范圍內(nèi)的Tvj比FF900R17ME7_B11低10°C至15°C。在150°C下進(jìn)行比較時(shí)，F(xiàn)F750R17ME7D_B11的輸出電流多出60A（+13%）。同時(shí)，二極管較低的RthJC導(dǎo)致FF750R17ME7D_B11的結(jié)溫波動(dòng)ΔTvjDIODE減少。這使得功率循環(huán)引起的壓力減小[12]。
圖14：FF750R17ME7D_B11和FF900R17ME7_B11在以下條件下的最大二極管溫度Tvj與Iout和結(jié)溫波動(dòng)ΔTvjDIODE的關(guān)系：fsw=1.5kHz、cos(φ)=-0.75、m = 0.44、fout=7Hz、VDC=1850V、三電平ANPC配置，帶液冷散熱器
在Tvj=150°C下，比較這兩個(gè)模塊（FF750R17ME7D_B11驅(qū)動(dòng)的Iout高出13%），在圖14所述的條件下持續(xù)運(yùn)行時(shí)，具有加強(qiáng)二極管的模塊能夠?qū)崿F(xiàn)大約1.5倍的功率循環(huán)周次。在Iout=470A下，比較這兩個(gè)模塊時(shí)，F(xiàn)F750R17ME7D_B11顯示出約4.6倍的功率循環(huán)周次。
上述計(jì)算結(jié)果僅給出了ΔTvjDIODE降低對(duì)風(fēng)力渦輪機(jī)的功率模塊壽命的影響。對(duì)于這個(gè)問題，需要使用一個(gè)詳細(xì)的方法，包括使用風(fēng)速曲線和雨流分析[13]。
8 總結(jié)
在開發(fā)新一代IGBT時(shí)，要想適用于不同應(yīng)用并非易事。為了實(shí)現(xiàn)最高的應(yīng)用通用性，新型1700V TRENCHSTOP? IGBT7模塊提供了更低的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)損耗。由于1700V EC7二極管改善了軟度，因此可以降低Eon（特別是在1150V的高直流電壓下）。新技術(shù)擴(kuò)展了受控的dU/dt范圍，并有助于選擇正確的工作方案。此外，與前一代EC4相比，新一代EC7二極管的開關(guān)損耗更低，即便在更高的換向速度下工作也是一樣。另一個(gè)重要參數(shù)，即宇宙線射線FIT率，在高直流母線電壓下工作時(shí)也得到了明顯的改善。
為了進(jìn)一步提升新產(chǎn)品組合的靈活性，并應(yīng)對(duì)不同應(yīng)用及二極管芯片中普遍存在靜態(tài)損耗，我們推出了FF750R17ME7D_B11。應(yīng)用測(cè)試表明，與FF600R17ME4_B11相比，同類最佳的FF900R17ME7_B11可將逆變器的輸出電流提高41%（取決于功率因數(shù)）。功率損耗仿真還表明，對(duì)于有著苛刻VF要求的應(yīng)用，F(xiàn)F750R17ME7D_B11可以比FF900R17ME7_B11多驅(qū)動(dòng)13%的輸出電流，同時(shí)大幅延長(zhǎng)了受限于功率循環(huán)的模塊壽命。
總之，全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7模塊可以提高逆變器的功率密度，并在大量應(yīng)用中，實(shí)現(xiàn)更高的性能水平。
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作者簡(jiǎn)介
文：Aleksei Gurvich1, Philipp Ross1, Jan Baurichter1, Andreas Schmal1, Klaus Vogel1
1 德國(guó)英飛凌科技股份公司
通訊作者：Aleksei Gurvich, aleksei.gurvich@infineon.com
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