【導讀】四管同步BuckBoost升降壓變換器為單電感結構，不需要耦合電容，盡管系統(tǒng)需要四個開關管，控制相比較復雜，但由于采用同步的變換器，系統(tǒng)的效率比SEPIC高，而且體積比SEPIC小，非常適用于汽車及通訊這類系統(tǒng)的效率和體積要求嚴格的應用。下面本文將討論這種四管同步BuckBoost升降壓變換器的具體的工作原理及設計過程的相關問題。
電子系統(tǒng)的一些應用中由于輸入電壓的變化，電源的輸出可能低于輸入電壓也可能高于輸入電壓，對于非隔離的電源變換器，這時候要采用升降壓的拓樸結構。常用的升降壓拓樸結構SEPIC需要二個電壓，中間還需要耦合電容，因此當輸出功率較大時，電感和電容的體積大，成本高，而且整機系統(tǒng)效率差。
1、四管同步BuckBoost升降壓變換器工作原理
四管同步BuckBoost升降壓變換器的拓樸結構如圖1所示，其中Cin和Cout分別為輸入和輸出直流濾波電容，A和B為輸入側功率開關管，C和D為輸出側功率開關管，可以看出：四個開關管結構類似于全橋的結構：A和B及C和D分別類似于全橋電路的二個橋臂，L為功率電感。
圖1：四管同步BuckBoost升降壓變換器拓樸結構
下面分三個模式說明這種電路結構的工作原理。
1.1、模式1：同步Buck模式，Vin>Vout+△V
當輸入電壓比輸出電壓高△V時，開關管D保持常開，開關管C保持常關，開關管A和B工作于同步的Buck模式。其工作原理與一般的同步的Buck工作原理完全相同，控制的方法為谷點電流模式，如圖2所示，其中D為占空比。
D=Vo/Vin
圖2：同步Buck模式
1.2、模式2：降壓BuckBoost模式，Vout<Vin<Vout+△V
當輸入電壓比輸出電壓低△V，即輸入電壓略高于輸出電壓時，系統(tǒng)工作于降壓式BuckBoos模式。開關周期起始時，開關管B/D先同時導通，然后A/C同時導通，最后是A/D同時導通，即開關管導通的順序為：B/D–A/C–A/D。
開關管B/D同時導通，導通時間為△tBD，電感去磁，則有：
式中：△IL為電感電流的紋波。
開關管A/C同時導通時，導通時間為△tAC，電感激磁：
開關管A/D同時導通時，導通時間為△tAD，電感繼續(xù)激磁：
考慮到磁通在每個開關周期必須復位，則有：
所以可以得到：
對于降壓BuckBoost變換器，調節(jié)△tAC小于△tBD就可以控制系統(tǒng)得到正確的輸出，△tAD值遠大于△tAC和△tBD。當輸入電壓略大于輸出電壓且輸入電壓非常接近輸出電壓時系統(tǒng)進入降壓BuckBoost工作模式，電路的控制和工作波形見圖3所示。
圖3：降壓BuckBoost工作模式
1.3、模式3：升壓BuckBoost模式，Vin<Vout<Vin+△V
輸出電壓比輸入電壓高△V，即輸入電壓略低于輸出電壓時，系統(tǒng)工作于升壓BuckBoos模式。開關周期起始時，開關管A/C先同時導通，然后B/D同時導通，最后是A/D同時導通，即開關管導通的順序為：A/C–B/D–A/D。
開關管A/C同時導通時，導通時間為△tAC，電感激磁：
式中：△IL為電感電流的紋波。
開關管B/D同時導通時，導通時間為△tBD，電感去磁：
開關管A/D同時導通時，導通時間為△tAD，電感繼續(xù)去磁：
考慮到磁通在每個開關周期必須復位，則有：
所以可以 得到：
升壓BuckBoost模式和降壓BuckBoost模式的公式完全一樣，調節(jié)△tAC大于△tBD就可以控制系統(tǒng)得到正確的輸出。當輸入電壓略小于輸出電壓且即輸入電壓非常接近輸出電壓時系統(tǒng)進入升壓BuckBoost工作模式，電路的控制和工作波形見圖4所示。
圖4：升壓BuckBoost工作模式
升壓和降壓BuckBoost模式控制策略稍有不同：
(1) 降壓BuckBoost模式仍然是降壓模式，所以要先深去磁，再短時間的深激磁，然后長時間的淺激磁；
(2) 升壓BuckBoost模式仍然是升壓模式，所以要先深激磁，再短時間的深去磁，然后長時間的淺去磁。
BuckBoost模式下輸入電壓和輸出電壓非常接近，輸入和輸出基本上長時間保持直通，開關狀態(tài)工作的時間很短,控制器通過內部的調節(jié)使系統(tǒng)工作于升壓或降壓BuckBoost模式。
1.4、模式4：同步Boost模式，Vout>Vin+△V
當輸入電壓比輸出電壓低△V時，開關管A保持常開，開關管B保持常關，開關管C和D工作于同步Boost模式。其工作原理與一般的同步Boost工作原理完全相同，控制的方法為峰值電流模式，如圖5所示。
Vo/Vin=1/(1-D)
圖5：同步Boost模式
2、 四管同步BuckBoost升降壓變換器電感的設計
四管同步BuckBoost升降壓變換器采用單電感的結構，這種拓樸結構根據輸入電壓和輸出電壓的不同，工作于降壓Buck或升壓Boost模式，電感的設計要考慮并兼顧到這二種拓樸結構的特性。
輸出滿載時，對于降壓Buck變換器，當輸入電壓最大時，電感的紋波最大：
式中：△IL為電感電流的紋波，fs為開關頻率。
輸出滿載時，對于升壓Boost變換器，當輸入電壓最小時，電感的紋波最大：
因此最大的電感電流紋波由輸入最小電壓和最大電壓共同來決定，這樣在整個電壓范圍內，電感電流紋波的變化值很大，在選取電感電流紋波系數(shù)時，必須作一些折衷的處理。根據實際經驗，一般可以根據下面的原則來選?。荷龎築oost模式下，輸入電壓最小時，電感的電流紋波系數(shù)最大值取20%~30%；降壓Buck模式下，輸入電壓最大時，電感的電流紋波系數(shù)最大值取100%~150%。
電感的電流紋波系數(shù)為：
式中：Ipk-pk為電感電流的峰峰值，IL(ave)為電感電流的平均值。
由輸入電壓范圍，輸出電壓和電流，選取工作頻率，就可以計算出電感值。
3、四管同步BuckBoost升降壓變換器PCB的設計
降壓Buck變換器的電感位于輸出回路，所以輸出回路的電流是連續(xù)的，輸入回路的電流是不連續(xù)的，輸入回路的干擾大，這些環(huán)路產生很大的磁場發(fā)射，因此輸入回路要盡可能的小。輸入回路的地為功率地，要與系統(tǒng)的信號地分開單獨布線，輸出地可以作為干凈的信號地。
圖6：PCB布局
升壓Boost變換器的電感位于輸入回路，所以輸入回路的電流是連續(xù)的，輸出回路的電流是不連續(xù)的，輸出回路的干擾大，這些環(huán)路產生很大的磁場發(fā)射，因此輸出回路要盡可能的小，輸出回路的地為功率地，要與系統(tǒng)的信號地分開單獨布線，輸入地可以作為干凈的信號地。
兩者的兼顧對PCB設計要非常的小心，開關回路中du/dt比較大的節(jié)點SW1和SW2及其回路，要盡可能的小，因為這些環(huán)路產生很大的電場發(fā)射。
電流檢測回路，電流檢測電阻要用KEVIN連接，直接從電流檢測電阻兩端布線，線徑要細，并且平行平線。
4、功率MOSFET選擇
功率MOSFET的功耗主要為導通損耗和開關損耗，如果功率MOSFET工作于同步整流狀態(tài)，主要的功耗為導通損耗、二極管死區(qū)時間及反向恢復損耗,這些內容可以參考以前的文章。
參考文獻
(1) A.I. Pressman. Switching Power Supply Design (second edition). New York: McGraw-HillPublishing Co., 1998.
(2) LTC3780數(shù)據表
來源：松哥電源，作者：劉松
