電源環(huán)路補償設計常常被看作是一項艱難的任務，對經驗不足的電源設計師尤其如此。在實際補償設計中，為了調整補償組件的值，常常需要進行無數次迭代。對于一個復雜系統(tǒng)而言，這不僅耗費大量時間，而且也不夠準確，因為這類系統(tǒng)的電源帶寬和穩(wěn)定性裕度可能受到幾種因素的影響。本應用指南針對開關模式電源及其環(huán)路補償設計，說明了小信號建模的基本概念和方法。本文以降壓型轉換器作為典型例子，但是這些概念也能適用于其他拓撲。本文還介紹了用戶易用的 LTpowerCAD™ 設計工具，以減輕設計及優(yōu)化負擔。

 

 

一個良好設計的開關模式電源 (SMPS) 必須是沒有噪聲的，無論從電氣還是聲學角度來看。欠補償系統(tǒng)可能導致運行不穩(wěn)定。不穩(wěn)定電源的典型癥狀包括：磁性組件或陶瓷電容器產生可聽噪聲、開關波形中有抖動、輸出電壓震蕩、功率 FET 過熱等等。

 

不過，除了環(huán)路穩(wěn)定性，還有很多原因可能導致產生不想要的震蕩。不幸的是，對于經驗不足的電源設計師而言，這些震蕩在示波器上看起來完全相同。即使對于經驗豐富的工程師，有時確定引起不穩(wěn)定性的原因也是很困難。圖 1 顯示了一個不穩(wěn)定降壓型電源的典型輸出和開關節(jié)點波形。調節(jié)環(huán)路補償可能或不可能解決電源不穩(wěn)定問題，因為有時震蕩是由其他因素引起的，例如 PCB 噪聲。如果設計師對各種可能性沒有了然于胸，那么確定引起運行噪聲的潛藏原因可能耗費大量時間，令人非常沮喪。

 

圖 1：一個 “不穩(wěn)定” 降壓型轉換器的典型輸出電壓和開關節(jié)點波形

 

對于開關模式電源轉換器而言，例如圖 2 所示的 LTC3851 或LTC3833 電流模式降壓型電源，一種快速確定運行不穩(wěn)定是否由環(huán)路補償引起的方法是，在反饋誤差放大器輸出引腳 (ITH) 和 IC 地之間放置一個 0.1μF 的大型電容器。(或者，就電壓模式電源而言，這個電容器可以放置在放大器輸出引腳和反饋引腳之間。) 這個 0.1μF 的電容器通常被認為足夠大，可以將環(huán)路帶寬拓展至低頻，因此可確保電壓環(huán)路穩(wěn)定性。如果用上這個電容器以后，電源變得穩(wěn)定了，那么問題就有可能用環(huán)路補償解決。

 

圖 2：典型降壓型轉換器 (LTC3851、LTC3833、LTC3866 等)

 

過補償系統(tǒng)通常是穩(wěn)定的，但是帶寬很小，瞬態(tài)響應很慢。這樣的設計需要過大的輸出電容以滿足瞬態(tài)調節(jié)要求，這增大了電源的總體成本和尺寸。圖 3 顯示了降壓型轉換器在負載升高 / 降低瞬態(tài)時的典型輸出電壓和電感器電流波形。圖 3a 是穩(wěn)定但帶寬 (BW) 很小的過補償系統(tǒng)的波形，從波形上能看到，在瞬態(tài)時有很大的 VOUT 下沖 / 過沖。圖 3b 是大帶寬、欠補償系統(tǒng)的波形，其中 VOUT 的下沖 / 過充小得多，但是波形在穩(wěn)態(tài)時不穩(wěn)定。圖 3c 顯示了一個設計良好的電源之負載瞬態(tài)波形，該電源具備快速和穩(wěn)定的環(huán)路。

 

(a) 帶寬較小但穩(wěn)定

 

(b) 帶寬較大但不穩(wěn)定

 

(c) 具快速和穩(wěn)定環(huán)路的最佳設計

圖 3：典型負載瞬態(tài)響應 ━ (a) 過補償系統(tǒng)；(b) 欠補償系統(tǒng)；(c) 具快速和穩(wěn)定環(huán)路的最佳設計

 

 

開關模式電源 (SMPS)，例如圖 4 中的降壓型轉換器，通常有兩種工作模式，采取哪種工作模式取決于其主控開關的接通 / 斷開狀態(tài)。因此，該電源是一個隨時間變化的非線性系統(tǒng)。為了用常規(guī)線性控制方法分析和設計補償電路，人們在 SMPS 電路穩(wěn)態(tài)工作點附近，應用針對 SMPS 電路的線性化方法，開發(fā)了一種平均式、小信號線性模型。

 

圖 4：降壓型 DC/DC 轉換器及其在一個開關周期 TS 內的兩種工作模式

 

 

所有 SMPS 電源拓撲 (包括降壓型、升壓型或降壓/升壓型轉換器) 都有一個典型的 3 端子 PWM 開關單元，該單元包括有源控制開關 Q 和無源開關 (二極管) D。為了提高效率，二極管 D 可以用同步 FET 代替，代替以后，仍然是一個無源開關。有源端子 “a” 是有源開關端子。無源端子 “p” 是無源開關端子。在轉換器中，端子 a 和端子 p 始終連接到電壓源，例如降壓型轉換器中的 VIN 和地。公共端子 “c” 連接至電流源，在降壓型轉換器中就是電感器。

 

為了將隨時間變化的 SMPS 變成不隨時間變化的系統(tǒng)，可以通過將有源開關 Q 變成平均式電流源、以及將無源開關 (二極管) D 變成平均式電壓源這種方式，應用 3 端子 PWM 單元平均式建模方法。平均式開關 Q 的電流等于 d • iL，而平均式開關 D 的電壓等于 d • vap,，如圖 5 所示。平均是在一個開關周期 TS 之內進行的。既然電流源和電壓源都是兩個變量的乘積，那么該系統(tǒng)仍然是非線性系統(tǒng)。

 

圖 5：建模步驟 1：將 3 端子 PWM 開關單元變成平均式電流源和電壓源

 

 

下一步是展開變量的乘積以得到線性 AC 小信號模型。例如，變量，其中 X 是 DC 穩(wěn)態(tài)的工作點，而是 AC 小信號圍繞 X 的變化。因此，兩個變量 x • y 的積可以重寫為：

 

圖 6：為線性小信號 AC 部分和 DC 工作點展開兩個變量的乘積

 

圖 6 顯示，線性小信號 AC 部分可以與 DC 工作點 (OP) 部分分開。兩個 AC 小信號變量的乘積可以忽略，因為這是更加小的變量。按照這一概念，平均式 PWM 開關單元可以重畫為如圖 7 所示的電路。

 

圖 7：建模步驟 2：通過展開兩個變量的乘積給 AC 小信號建模

 

通過將上述兩步建模方法應用到降壓型轉換器上 (如圖 8 所示)，該降壓型轉換器的功率級就可以建模為簡單的電壓源，其后跟隨的是一個 L/C 二階濾波器網絡。

 

圖 8：將降壓型轉換器變成平均式、AC 小信號線性電路

 

以圖 8 所示線性電路為基礎，既然控制信號是占空比 d，輸出信號是 vOUT，那么在頻率域，該降壓型轉換器就可以用占空比至輸出的轉移函數 Gdv(s) 來描述：

 

 

其中，

 

 

 

 

函數 Gdv(s) 顯示，該降壓型轉換器的功率級是一個二階系統(tǒng)，在頻率域有兩個極點和一個零點。零點 sZ_ESR 由輸出電容器 C 及其 ESR rC 產生。諧振雙極點  由輸出濾波器電感器 L 和電容器 C 產生。

 

既然極點和零點頻率是輸出電容器及其 ESR 的函數，那么函數 Gdv(s) 的波德圖隨所選擇電源輸出電容器的不同而變化，如圖 9 所示。輸出電容器的選擇對該降壓型轉換器功率級的小信號特性影響很大。如果該電源使用小型輸出電容或 ESR 非常低的輸出電容器，那么 ESR 零點頻率就可能遠遠高于諧振極點頻率。功率級相位延遲可能接近 –180°。結果，當負壓反饋環(huán)路閉合時，可能很難補償該環(huán)路。

 

圖 9：COUT 電容器變化導致功率級 Gdv(s) 相位顯著變化

 

 

利用同樣的 3 端子 PWM 開關單元平均式小信號建模方法，也可以為升壓型轉換器建模。圖 10 顯示了怎樣為升壓型轉換器建模，并將其轉換為線性 AC 小信號模型電路。

 

圖 10：升壓型轉換器的 AC 小信號建模電路

 

升壓型轉換器功率級的轉移函數 Gdv(s) 可從等式 5 中得出。它也是一個二階系統(tǒng)，具有 L/C 諧振。與降壓型轉換器不同，升壓型轉換器除了 COUT ESR 零點，還有一個右半平面零點 (RHPZ) 。該 RHPZ 導致增益升高，但是相位減小 (變負)。等式 6 也顯示，這個 RHPZ 隨占空比和負載電阻不同而變化。既然占空比是 VIN 的函數，那么升壓型轉換器功率級的轉移函數 Gdv(s) 就隨 VIN 和負載電流而變。在低 VIN 和大負載 IOUT_MAX 時，RHPZ 位于最低頻率處，并導致顯著的相位滯后。這就使得難以設計帶寬很大的升壓型轉換器。作為一個一般的設計原則，為了確保環(huán)路穩(wěn)定性，人們設計升壓型轉換器時，限定其帶寬低于其最低 RHPZ 頻率的 1/10。其他幾種拓撲，例如正至負降壓 / 升壓、反激式 (隔離型降壓 / 升壓)、SEPIC 和 CUK 轉換器，所有都存在不想要的 RHPZ，都不能設計成帶寬很大、瞬態(tài)響應很快的解決方案。

 

 

 

圖 11：升壓型轉換器功率級小信號占空比至 VO 轉移函數隨 VIN 和負載而改變

 

 

輸出電壓可以由閉合的反饋環(huán)路系統(tǒng)調節(jié)。例如，在圖 12 中，當輸出電壓 VOUT 上升時，反饋電壓 VFB 上升，負反饋誤差放大器的輸出下降，因此占空比 d 下降。結果，VOUT 被拉低，以使 VFB = VREF。誤差運算放大器的補償網絡可以是 I 型、II 型或 III 型反饋放大器網絡。只有一個控制環(huán)路調節(jié) VOUT。這種控制方法稱為電壓模式控制。凌力爾特公司的 LTC3861 和 LTC3882 就是典型的電壓模式降壓型控制器。

 

圖 12：具閉合電壓反饋環(huán)路的電壓模式降壓型轉換器方框圖

 

為了優(yōu)化電壓模式 PWM 轉換器，如圖 13 所示，通常需要一種復雜的 III 型補償網絡，以憑借充足的相位裕度設計一個快速環(huán)路。如等式 7 和圖 14 所示，這種補償網絡在頻率域有 3 個極點和兩個零點：低頻積分極點 (1/s) 提供高的 DC 增益，以最大限度減小 DC 調節(jié)誤差，兩個零點放置在系統(tǒng)諧振頻率 f0 附近，以補償由功率級的 L 和 C 引起的 –180° 相位延遲，在 fESR 處放置第一個高頻極點，以消除 COUT ESR 零點，第二個高頻極點放置在想要的帶寬 fC 以外，以衰減反饋環(huán)路中的開關噪聲。III 型補償相當復雜，因為這種補償需要 6 個 R/C 值。找到這些值的最佳組合是個非常耗時的任務。

 

圖 13：用于電壓模式轉換器的 III 型反饋補償網絡

 

 

其中

 

 

圖 14：III 型補償 A(s) 提供 3 個極點和兩個零點，以實現最佳的總體環(huán)路增益 TV(s)

 

為了簡化和自動化開關模式電源設計，凌力爾特開發(fā)了 LTpowerCAD 設計工具。這工具使環(huán)路補償設計任務變得簡單多了。LTpowerCAD 是一款可在 www.linear.com.cn/LTpowerCAD 免費下載的設計工具。該軟件幫助用戶選擇電源解決方案、設計功率級組件以及優(yōu)化電源效率和環(huán)路補償。如圖 15 例子所示，就給定的凌力爾特電壓模式控制器而言 (例如 LTC3861)，其環(huán)路參數可用該設計工具建模。對于一個給定的功率級，用戶可以確定極點和零點位置 (頻率)，然后按照該軟件的指導，帶入真實的 R/C 值，實時檢查總體環(huán)路增益和負載瞬態(tài)性能。之后，設計方案還可以輸出到一個 LTspice® 仿真電路上，進行實時仿真。

 

(a) LTpowerCAD 功率級設計頁面

 

(b) LTpowerCAD 環(huán)路補償和負載瞬態(tài)設計頁面

圖 15：LTpowerCAD 設計工具減輕了電壓模式轉換器 III 型環(huán)路設計的負擔

 

 

單一環(huán)路電壓模式控制受到一些限制。這種模式需要相當復雜的 III 型補償網絡。環(huán)路性能可能隨輸出電容器參數及寄生性變化而出現大幅改化，尤其是電容器 ESR 和 PCB 走線阻抗。一個可靠的電源還需要快速過流保護，這就需要一種快速電流檢測方法和快速保護比較器。對于需要很多相位并聯(lián)的大電流解決方案而言，還需要一個額外的電流均分網絡 / 環(huán)路。

 

給電壓模式轉換器增加一個內部電流檢測通路和反饋環(huán)路，使其變成一個電流模式控制的轉換器。圖 16 和 17 顯示了典型峰值電流模式降壓型轉換器及其工作方式。內部時鐘接通頂端的控制 FET。之后，只要所檢測的峰值電感器電流信號達到放大器 ITH 引腳電壓 VC，頂端的 FET 就斷開。從概念上來看，電流環(huán)路使電感器成為一個受控電流源。因此，具閉合電流環(huán)路的功率級變成了 1 階系統(tǒng)，而不是具 L/C 諧振的 2 階系統(tǒng)。結果，功率級極點引起的相位滯后從 180° 減少為約 90°。相位延遲減少使補償外部電壓環(huán)路變得容易多了。相位延遲減少還降低了電源對輸出電容器或電感變化的敏感度，如圖 18 所示。

 

圖 16：具內部電流環(huán)路和外部電壓反饋環(huán)路的電流模式轉換器方框圖

 

圖 17：峰值電流模式控制信號波形

 

圖 18：具閉合電流環(huán)路的新功率級轉移函數 GCV(s)

 

電感器電流信號可以直接用一個附加的 RSENSE 檢測，或者間接地通過電感器繞組 DCR 或 FET RDS(ON) 檢測。電流模式控制還提供其他幾項重要的好處。如圖 17 所示，既然電感器電流以逐周期方式、通過放大器輸出電壓檢測和限制，那么系統(tǒng)在過載或電感器電流飽和時，就能夠更準確和更快速地限制電流。在加電或輸入電壓瞬態(tài)時，電感器浪涌電流也受到了嚴格控制。當多個轉換器 / 相位并聯(lián)時，通過將放大器 ITH 引腳連到一起，憑借電流模式控制，可以在多個電源之間非常容易地均分電流，從而實現了一個可靠的多項 (PolyPhase®) 設計。典型電流模式控制器包括凌力爾特公司的 LTC3851A、LTC3833 和 LTC3855 等。

 

 

圖 16 和 17 所示的電流模式控制方法是峰值電感器電流模式控制。轉換器以固定開關頻率 fSW 工作，從而非常容易實現時鐘同步和相位交錯，尤其是對于并聯(lián)轉換器。然而，如果在控制 FET 柵極關斷后，緊接著就發(fā)生負載升壓瞬態(tài)，那么轉換器就必須等待一段時間，這段時間等于 FET 斷開時間 TOFF，直到下一個時鐘周期響應該瞬態(tài)為止。這個 TOFF 延遲通常不是問題，但是對于一個真正的快速瞬態(tài)系統(tǒng)，它卻很重要。此外，控制 FET 的最短接通時間 (TON_min) 不可能非常短，因為電流比較器需要噪聲消隱時間以避免錯誤觸發(fā)。對于高 VIN/VOUT 降壓比應用而言，這限制了最高開關頻率 fSW。此外，峰值電流模式控制還需要一定的斜率補償，以在占空比超過 50% 時保持電流環(huán)路穩(wěn)定。對于凌力爾特公司的控制器而言，這不是個問題。凌力爾特的控制器通常有內置自適應斜率補償，以在整個占空比范圍內確保電流環(huán)路穩(wěn)定性。LTC3851A 和 LTC3855 是典型的峰值電流模式控制器。

 

谷值電流模式控制器產生受控 FET 接通時間，并一直等待直到電感器谷值電流達到其谷值限制 (VITH) 以才再次接通控制 FET。因此，電源可以在控制 FET 的 TOFF 時間響應負載升高瞬態(tài)。此外，既然接通時間是固定的，那么控制 FET 的 TON_min 可以比峰值電流模式控制時短，以允許更高的 fSW，實現高降壓比應用。谷值電流模式控制不需要額外的斜率補償就能實現電流環(huán)路穩(wěn)定性。然而，使用谷值電流模式控制時，因為允許開關周期 TS 變化，所以在示波器上，開關節(jié)點波形可能出現更大的抖動。LTC3833 和 LTC3838 是典型的谷值電流模式控制器。

 

 

圖 19 顯示，通過僅將電感器作為受放大器 ITH 引腳電壓控制的電流源，產生了一個簡化、具內部電流環(huán)路的降壓型轉換器功率級的一階模型。類似方法也可用于其他具電感器電流模式控制的拓撲。這個簡單的模型有多好? 圖 20 顯示了該一階模型和一個更復雜但準確的模型之間轉移函數 GCV(s) = vOUT/vC 的比較結果。這是一個以 500kHz 開關頻率運行的電流模式降壓型轉換器。在這個例子中，一階模型直到 10kHz 都是準確的，約為開關頻率 fSW 的 1/50。之后，一階模型的相位曲線就不再準確了。因此這個簡化的模型僅對于帶寬較小的設計才好用。

 

圖 19：電流模式降壓型轉換器的簡單一階模型

 

圖 20：電流模式降壓型轉換器的一階模型和準確模型之間的 GCV(s) 比較

 

實際上，針對電流模式轉換器，在整個頻率范圍內開發(fā)一個準確的小信號模型相當復雜。R. Ridley的電流模式模型 [3] 在電源行業(yè)是最流行的一種模型，用于峰值電流模式和谷值電流模式控制。最近，Jian Li 為電流模式控制開發(fā)了一種更加直觀的電路模型 [4]，該模型也可用于其他電流模式控制方法。為了簡便易用，LTpowerCAD 設計工具實現了這些準確模型，因此，即使一位經驗不足的用戶，對 Ridley 或 Jian Li 的模型沒有太多了解，也可以非常容易地設計一個電流模式電源。

 

 

在圖 16 和圖 21 中，具閉合電流環(huán)路的功率級 Gcv(s) 由功率級組件的選擇決定，主要由電源的 DC 規(guī)格 / 性能決定。外部電壓環(huán)路增益 T(s) = GCV(s) • A(s) • KREF(s) 因此由電壓反饋級 KREF(s) 和補償級 A(s) 決定。這兩個級的設計將極大地決定電源的穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應。

 

圖 21：反饋環(huán)路設計的控制方框圖

 

總之，閉合電壓環(huán)路 T(s) 的性能由兩個重要參數決定：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕度。環(huán)路帶寬由交叉頻率 fC 量化，在這一頻點上，環(huán)路增益 T(s) 等于1 (0dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕度一般由相位裕度或增益裕度量化。環(huán)路相位裕度 33333 的定義是在交叉頻率點上總體 T(s) 相位延遲和 –180° 之差。通常需要 45° 或 60° 最小相位裕度以確保穩(wěn)定性。對于電流模式控制而言，為了衰減電流環(huán)路中的開關噪聲，環(huán)路增益裕度定義為在 ½ • fSW 處的衰減。一般而言，希望在 ½ • fSW 處有最小 8dB 衰減 (-8dB 環(huán)路增益)。

 

 

更大的帶寬有助于實現更快的瞬態(tài)響應。不過，增大帶寬通常會降低穩(wěn)定性裕度，使控制環(huán)路對開關噪聲更加敏感。一個最佳設計通常在帶寬 (瞬態(tài)響應) 和穩(wěn)定性裕度之間實現了良好的平衡。實際上，電流模式控制還通過在 1/2 • fSW 處電流信號的采樣效應 [3]，而引入了一對雙極點 2222 。這些雙極點在 ½ • fSW 附近引入了不想要的相位延遲。一般而言，要獲得充足的相位裕度并充分衰減 PCB 噪聲，交叉頻率就要選為低于相位開關頻率 fSW 的 1/10 至 1/6。

 

 

 

在圖 16 中，DC 增益 KREF 的 Kref(s) 是內部基準電壓 VREF 和想要的 DC 輸出電壓 Vo 之比。電阻器 R1 和 R2 用來設定想要的輸出 DC 電壓。

 

 

其中

 

 

可以增加可選電容器 C2，以改進反饋環(huán)路的動態(tài)響應。從概念上來說，在高頻時，C2 為輸出 AC 電壓信號提供低阻抗前饋通路，因此，加速了瞬態(tài)響應。但是 C2 還有可能給控制環(huán)路帶來不想要的開關噪聲。因此，可以增加一個可選 C1 濾波器電容器，以衰減開關噪聲。如等式 11 所示，包括 C1 和 C2 的總體電阻器分壓器轉移函數 KREF(s) 有一個零點和一個極點。圖 22 顯示了 KREF(s) 的波德圖。通過設計成 fz_ref < fp_ref，C1 和 C2 與 R1 和 R2 一起，導致在以 fCENTER 為中心的頻帶中相位增大，相位增大量在等式 14 中給出。如果 fCENTER 放置在目標交叉頻率 fC 處，那么 Kref(s) 使相位超前于電壓環(huán)路，提高了相位裕度。另一方面，圖 22 還顯示，C1 和 C2 提高了高頻時的分壓器增益。這種情況是不想要的，因為高頻增益提高使控制環(huán)路對開關噪聲更加敏感。C1 和 C2 導致的高頻增益提高在等式 15 中給出。

 

 

 

其中

 

 

和

 

 

 

圖 22：電阻器分壓器增益 KREF(s) 的轉移函數波德圖

 

就給定的 C1 和 C2 而言，分壓器網絡導致的相位增大量 φREF 可以用等式 16 計算。此外，在 C2 >> C1 的情況下，就給定輸出電壓而言，最大相位增大量由等式 17 給出。從該等式中也可以看出，最大相位增大量 φREF_max 由分比 KREF = VREF/VO 決定。既然 VREF 就給定控制器而言是固定的，那么用更高的輸出電壓 VO 可以得到更大的相位增大量。

 

 

 

選擇φREF、C1 和 C2 時，需要在想要的相位增大量與不想要的高頻增益提高量之間做出權衡。之后，需要檢查總體環(huán)路增益以實現最佳值。

 

 

ITH 補償 A(s) 是環(huán)路補償設計中最關鍵的一步，因為這一步決定 DC 增益、交叉頻率 (帶寬) 和電源電壓環(huán)路的相位 / 增益裕度。就一個電流源輸出、gm 跨導型放大器而言，其轉移函數 A(s) 由等式 18 給出：

 

 

其中，gm 是跨導誤差放大器的增益。Zith(s) 是放大器輸出 ITH 引腳上補償網絡的阻抗。

 

從圖 21 所示的控制方框圖中可以看出，電壓環(huán)路調節(jié)誤差可由以下等式量化：

 

 

因此，為了最大限度降低 DC 調節(jié)誤差，大的 DC 增益 A(s) 是非常想要的。為了最大限度提高 DC 增益 A(s)，首先要將電容器 Cth 放在放大器輸出 ITH 引腳處以形成一個積分器。在這種情況下，A(s) 傳輸增益為：

 

 

圖 23 顯示了 A(s) 的原理圖及其波德圖。如圖所示，電容器 Cth 以無限高的 DC增益在 A(s) 中產生了一個積分項。不幸的是，除了初始的 –180° 負反饋，Cth 又增加了 –90° 的相位滯后。將一階系統(tǒng)功率級 GCV(s) 的  –90° 相位包括進來以后，在交叉頻率 fC 處的總體電壓環(huán)路相位接近 –360°，該環(huán)路接近不穩(wěn)定狀態(tài)。

 

實際上，電流源 gm 放大器的輸出阻抗不是一個無限大的值。在圖 24 中，Ro 是 gm 放大器 ITH 引腳的內部輸出阻抗。凌力爾特公司控制器的 Ro 通常較高，在 500kΩ 至 1MΩ 范圍。因此，單個電容器的 A(s) 轉移函數變成了等式 21。該轉移函數有一個低頻極點 fpo (由 RO · Cth 決定)。因此 A(s) 的 DC 增益實際上是 gm · RO。如圖 24 所示，在預期的交叉頻率 fc_exp 處，A(s) 仍然有 –90° 的相位滯后。

 

 

其中

 

 

圖 23：步驟 1：簡單的電容器補償網絡 A(s) 及其波德圖

 

圖 24：包括 gm 放大器輸出阻抗 RO 的單極點 A(s) 

 

為了提高 fC 處的相位，增加一個與 Cth 串聯(lián)的電阻器 Rth 以產生一個零點，如等式 23 和圖 25 所示。該零點貢獻高至 +90° 超前相位。如圖 25 所示，如果零點 sthz 放置在交叉頻率 fC 之前，那么 A(s) 在 fC 處的相位可以顯著地增大。因此，這樣做提高了電壓環(huán)路的相位裕度。

 

 

其中

 

 

不幸的是，增加這個零點 sthz 也有害處，增益 A(s) 在 fC 以外的高頻范圍內顯著地提高。因此，由于在開關頻率處 A(s) 衰減較少，所以開關噪聲更有可能進入控制環(huán)路。為了補償這一增益提高并衰減 PCB 噪聲，在 ITH 引腳至 IC 信號地之間有必要增加另一個小型陶瓷電容器 Cthp，如圖 26 所示。一般情況下，選擇 Cthp << Cth。在 PCB 布局中，濾波器電容器 Cthp 應該放置在盡可能靠近 ITH 引腳的地方。通過增加 Cthp，最終補償轉移函數 A(s) 由等式 25 和 26 給出，其波德圖如圖 26 所示。Cthp 引入一個高頻極點 sthp，該極點應該位于交叉頻率 fC 和開關頻率 fS 之間。Cthp 降低了 fS 處的 A(s) 增益，但是也有可能減小 fC 的相位。sthp 的位置是相位裕度和電源 PCB 抗噪聲性能之間權衡的結果。

 

圖 25：步驟 2：增加 RTH 零點以增大相位 —— 單極點、單零點補償 A(s)

 

圖 26：步驟 3：增加高頻去耦 Cthp —— 雙極點、單零點補償 A(s)

 

 

其中

 

 

既然電流模式功率級是一個準單極點系統(tǒng)，那么圖 26 所示的雙極點和單零點補償網絡一般足夠提供所需的相位裕度了。

 

放大器 ITH 引腳上這個雙極點、單零點補償網絡也稱為 II 型補償網絡?？傊?，有兩個電容器 CTH 和 CTHP 和一個電阻器 RTH。這個 R/C 網絡與放大器輸出電阻 Ro 一起，產生了一個如圖 27 所示的典型轉移函數，一個零點位于 fz1 處，兩個極點位于 fpo 和 fp2 處。

 

圖 27：II 型補償網絡轉移函數的概念圖

 

 

前一節(jié)講述了 II 型補償網絡在頻率域的表現。在一個閉合環(huán)路電源設計中，一個重要的性能參數是負載升高 (負載下降) 瞬態(tài)時電源的輸出電壓下沖 (或過充)，這個參數通常直接受環(huán)路補償設計的影響。

 

1）CTH 對負載階躍瞬態(tài)的影響。CTH 影響低頻極點 fpo 和零點 fz1 的位置。如圖 28 所示，CTH 越小，轉移函數 A(s) 的低至中頻增益能越高。結果，這有可能縮短負載瞬態(tài)響應達到穩(wěn)定的時間，而對 VOUT 下沖 (或過沖) 幅度沒有很大影響。另一方面，CTH 越小，意味著 fz1 頻率越高。這有可能在目標交叉頻率 fC 處因 fz1 升高而減少增加的相位。

 

圖 28：CTH 對轉移函數和負載瞬態(tài)的影響

 

2）RTH 對負載階躍瞬態(tài)的影響。圖 29 顯示，RTH 影響零點 fz1 和極點 fp2 的位置。更重要的是，RTH 越大，fz1 和 fp2 之間的 A(s) 增益就越高。因此 RTH 增大會直接提高電源帶寬 fc，并在負載瞬態(tài)時降低 VOUT 的下沖 / 過沖。然而，如果 RTH 太大，電源帶寬 fc 可能過高，相位裕度就不夠了。

 

圖 29：RTH 對轉移函數和負載瞬態(tài)的影響

 

3) CTHP 對負載階躍瞬態(tài)的影響。圖 30 顯示，CTHP 影響極點 fp2 的位置。CTHP 用作去耦電容器，降低 ITH 引腳的開關噪聲，以最大限度減小開關抖動。如果電源帶寬 fc > fp2，那么 CTHP 對負載瞬態(tài)影響就不太大。如果 CTHP 設計過度，導致 fp2 靠近 fc，那么它就可能減小帶寬和相位裕度，導致瞬態(tài)下沖 / 過沖增大。

 

圖 30：CTHP 對轉移函數和負載瞬態(tài)的影響

 

 

通過 LTpowerCAD 設計工具，用戶可以非常容易地設計和優(yōu)化凌力爾特電流模式電源的環(huán)路補償及負載瞬態(tài)性能。很多凌力爾特產品都可用其環(huán)路參數準確地建模。首先，用戶需要先設計功率級，在這一步，他們需要設計電流檢測網絡，確保為 IC 提供足夠的 AC 檢測信號。之后，在環(huán)路設計頁面，用戶可以通過簡便地移動滑動條，觀察總體環(huán)路帶寬、相位裕度和相應的負載瞬態(tài)性能，依此調節(jié)環(huán)路補償 R/C 值。就一個降壓型轉換器而言，用戶通常需要設計低于 1/6 fSW 的帶寬，有至少 45° (或 60°) 的相位裕度，在 ½ fSW 處至少有 8dB 的總體環(huán)路增益衰減。就一個升壓型轉換器而言，由于存在右半平面零點 (RHPZ)，所以用戶需要設計低于最差情況 RHPZ 頻率 1/10 的電源帶寬。LTpowerCAD 設計文件可以輸出到 LTspice 進行實時仿真，以檢查詳細的電源動態(tài)性能，例如負載瞬態(tài)、加電 / 斷電、過流保護 … 等等。

 

圖 31：LTpowerCAD 設計工具減輕了環(huán)路補償設計和瞬態(tài)優(yōu)化負擔

 

 

LTpowerCAD 和 LTspice 程序不是用來取代真實電源的最終工作臺環(huán)路增益測量。在將設計投入最終生產之前，總是有必要進行測量。盡管電源模型理論上是正確，但是這些模型不可能全面考慮到電路寄生性和組件非線性，例如輸出電容器的 ESR 變化、電感器和電容器的非線性 … 等等。另外，電路 PCB 噪聲和有限的測量準確度還可能引起測量誤差。這就是為什么有時理論模型和測量結果可能相差很大的原因。如果發(fā)生這種情況，負載瞬態(tài)測試就可以用來進一步確認環(huán)路穩(wěn)定性。

 

圖 32 顯示了用頻率分析儀系統(tǒng)測量一個非隔離式電源的典型電源環(huán)路增益的測量配置。為了測量環(huán)路增益，在電壓反饋環(huán)路中插入了一個 50Ω 至 100Ω 的電阻，并給這個電阻器加上了一個 50mV 隔離式 AC 信號。通道 2 連接到輸出電壓，通道 1 連接到這個電阻器的另一側。環(huán)路增益由頻率分析儀系統(tǒng)通過 Ch2/Ch1 計算。圖 33 顯示了測得的和 LTpowerCAD 計算得出的典型電流模式電源 LTC3851A 之環(huán)路波德圖。在關鍵的 1kHz 至 100kHz 頻率范圍內，兩條曲線吻合得非常好。

 

圖 32：測量電源環(huán)路增益的測試配置

 

圖 33：測得的和 LTpowerCAD 建模得到的電流模式降壓型轉換器之環(huán)路增益

 

 

 

如果在示波器上電源開關或輸出電壓波形看起來不穩(wěn)定或有抖動，那么首先，用戶需要確保電源是在穩(wěn)態(tài)條件下工作的，沒有負載或輸入電壓瞬態(tài)。對于非常小或非常大的占空比應用而言，如果進入脈沖跳躍工作模式，就要檢查是否達到了最短接通時間或斷開時間限制。對于需要外部同步信號的電源而言，要確保信號干凈并位于控制器數據表給定的線性范圍之內。有時還有必要調整鎖相環(huán) (PLL) 濾波器網絡。

 

 

在電流模式電源中，為了最大限度地降低檢測電阻器的功率損耗，最大電流檢測電壓一般非常低。例如，LTC3851A 可能有 50mV 最大檢測電壓。PCB 噪聲有可能干擾電流檢測環(huán)路，并導致開關表現不穩(wěn)定。為了通過調試以確定是否確實是環(huán)路補償問題，可以在 ITH 引腳到 IC 地之間放置一個大型 0.1µF 電容器。如果有了這個電容器電源仍然不穩(wěn)定，那么下一步就是檢查設計方案。一般而言，電感器和電流檢測網絡應該設計成，在 IC 電流檢測引腳上至少有 10mV 至 15mV 峰值至峰值 AC 電感器電流信號。另外，電流檢測走線可以用一對扭絞跨接線重新布設，以檢查這樣是否能解決問題。

 

對于 PCB 布局而言，有一些重要考慮因素 [6]?？傊?，通常需要用一對緊挨著布設、返回 SENSE+ 和 SENSE- 引腳的電流檢測走線實現開爾文檢測。如果某個 PCB 通孔用在 SENSE- 網中，那么要確保這個通孔不接觸到其他 VOUT 平面?？缃?SENSE+ 和 SENSE- 的濾波器電容器應該通過直接走線連接，放置在盡可能靠近 IC 引腳的地方。有時需要濾波器電阻器，而且這些電阻器也必須靠近 IC。

 

 

控制 IC 周圍組件的放置和布局也是至關重要的 [6]。如果可能，所有陶瓷去耦電容器都應該靠近其引腳。尤其重要的是，ITH 引腳電容器 Cthp 要盡可能靠近 ITH 及 IC 信號地引腳?？刂?IC 應該從供電電源地 (PGND) 有一個單獨的信號地 (SGND)。開關節(jié)點 (例如 SW、BOOST、TG 和 BG) 應該遠離敏感的小信號節(jié)點 (例如電流檢測、反饋和 ITH 補償走線)。

 

 

對于開關模式電源而言，人們常常認為環(huán)路補償設計是一項富有挑戰(zhàn)性的任務。對于具快速瞬態(tài)要求的應用而言，設計具大帶寬和充足穩(wěn)定性裕度的電源是非常重要的。這通常是一個非常耗時的過程。本文講述了一些關鍵概念，以幫助系統(tǒng)工程師了解這項任務，使用 LTpowerCAD 設計工具可將電源環(huán)路設計和優(yōu)化變得簡單得多。







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