中心議題：

• 體二極管的反向恢復(fù)電荷
• 分析MOSFET功耗產(chǎn)生機制
• 優(yōu)化SR MOSFET以提高效率

解決方案：

• 建立MOSFET功耗模型
• SR MOSFET關(guān)斷性能分析

80 PLUS® 計劃的推行，要求將開關(guān)電源（SMPS）的系統(tǒng)總體能效提高至90%。隔離式電源轉(zhuǎn)換器的次級整流產(chǎn)生的嚴重的二極管正向損耗是主要的損耗。因此，只有利用同步整流（SR），才可能達到如此高的能效水平。要實現(xiàn)理想的開關(guān)性能，必須充分理解SR MOSFET的功耗產(chǎn)生機制。本文分析了SR MOSFET的關(guān)斷過程，并且提出了一個用于計算功耗以優(yōu)化系統(tǒng)能效的簡單模型。

1. 導(dǎo)言

隨便看一個開關(guān)電源，你都可以在電源轉(zhuǎn)換器的二次側(cè)發(fā)現(xiàn)一個整流級。整流級的任務(wù)是對經(jīng)由變壓器從SMPS的一次側(cè)轉(zhuǎn)移至二次側(cè)的方波電源信號進行整流。SMPS通常利用功率二極管來實現(xiàn)整流（請參見圖1）。但是，功率二極管具有0.5 V乃至更高的正向壓降，并且會產(chǎn)生較高輸出電流，因此會造成嚴重的導(dǎo)通損耗，從而大大影響整個電源轉(zhuǎn)換器的能效。為了最大限度地降低這些整流損耗，可以利用最新功率MOSFET來代替二極管。最新的功率MOSFET能夠大幅降低導(dǎo)通損耗，特別是在輸出電流較高的情況下。在考慮低負載效率時，關(guān)注的焦點不是導(dǎo)通損耗，而是開關(guān)損耗。因為相比于二極管，MOSFET的開關(guān)損耗高得多。對系統(tǒng)能效的其他重要影響來自柵極驅(qū)動和旨在遏制關(guān)斷過程中的過電壓尖峰的緩沖網(wǎng)絡(luò)。這是一個十分復(fù)雜的系統(tǒng)，因此，必須深刻理解所有參數(shù)相互之間的關(guān)系，才能優(yōu)化系統(tǒng)能效。

圖1. 同步整流與二極管整流之比較

2. SR MOSFET關(guān)斷性能分析

為便于理解SR開關(guān)的關(guān)斷過程，圖2所示為幾個最重要的波形的示意圖。

圖2. SR MOSFET的關(guān)斷性能（按不同開關(guān)點分段）

分析首先從開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)開始：此時，柵極電壓很高，漏源電壓幾乎為零，電流從源極流向漏極。在點1時，柵極被關(guān)斷。在UDS波形中，這表現(xiàn)為柵極電容CG放電產(chǎn)生的負電壓驟降很小。此放電會在MOSFET的源極連接處產(chǎn)生具有大的電流變化（di/dt）的電流峰值。在感應(yīng)作用下，源極的這種電感會引起UDS波形發(fā)生壓降。
    等式1
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點2時，MOSFET通道關(guān)斷，然而，在輸出扼流圈的驅(qū)動下，電流不得不繼續(xù)流動。這迫使電流轉(zhuǎn)而流向MOSFET的體二極管，使得開關(guān)發(fā)生負電壓降UD。在圖2中，這段時間被標記為tD。在點3開啟一次側(cè)之后，電流不得不下降。如果一次側(cè)MOSFET的開啟速度很快，那么，二次側(cè)的環(huán)路電感將限制電流換向，從而形成恒定的di/dt。在這個階段（tramp），漏源電壓波形會出現(xiàn)一個MOSFET的源極電感造成的電壓降，并且受負di/dt的影響，漏源電壓現(xiàn)在也轉(zhuǎn)為正向。當電流穿過零位線（點4）后，電流不再流經(jīng)體二極管。因此，二極管上的正向壓降也變?yōu)榱悖瑢?dǎo)致UDS波形再次發(fā)生一個值為體二極管正向壓降UD的正向壓降。穿過零位線后，電流以不變的di/dt保持流動。不過，現(xiàn)在電流的方向為負，正在將體二極管的反向恢復(fù)電荷Qrr*移走，并對MOSFET的輸出電容Coss充電。在這種情況下，Qrr*僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復(fù)電荷，而數(shù)據(jù)手冊中的Qrr則是按照JEDEC標準測得的，因此，除體二極管Qrr*之外，還包含部分MOSFET輸出電荷Qoss（詳細情況請參見第4節(jié)）。在對Coss充電的同時，MOSFET的電壓也開始朝著變壓器電壓升高。點5時，達到最高反向電流Irev_peak，也就是說，經(jīng)過充電現(xiàn)在Coss已經(jīng)達到變壓器電壓。在理想狀況下，這個系統(tǒng)現(xiàn)在應(yīng)當處于穩(wěn)定狀態(tài)，但是，系統(tǒng)中仍然存在如下電量：
   等式2

現(xiàn)在，這種感應(yīng)電量將觸發(fā)LC振蕩電路，并迫使雜散電感Lstray中存儲的電量被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容，從而產(chǎn)生關(guān)斷時的過電壓尖峰。LC電路的性能取決于變壓器的電感、布局、封裝和MOSFET Coss，如圖3所示。

圖3. 電流倍增器SR中的LC關(guān)斷振蕩電路

LC電路的振蕩頻率為
    等式3

并且，環(huán)路的寄生電阻會抑制振蕩（Coss = MOSFET的輸出電容， Lstray = Lsource + Ldrain + LPCB + Ltransformer）。僅當二次側(cè)的環(huán)路電感限制了電流換向時，此處討論的波形形狀才有效。這就意味著，限制di/dt的不是一次側(cè)MOSFET的開啟速度，而是電源的二次側(cè)的雜散電感。

3. 建立MOSFET功耗模型

在設(shè)計基于SR的高能效電源時，必須準確地知道SR MOSFET中的功耗源自何處。下面，按照理想的MOSFET開關(guān)性能，確定了功耗的所有重要來源。

導(dǎo)通損耗取決于MOSFET的RDS(on)，可通過如下公式計算得到：
    等式4

這里，IRMS是流經(jīng)MOSFET的電流，而不是轉(zhuǎn)換器的輸出電流。

為確保兩個SR MOSFET之間的互鎖，以避免出現(xiàn)直通電流，必須實現(xiàn)一定的死區(qū)時間。因此，在開啟一次側(cè)之前，必須關(guān)斷相應(yīng)的MOSFET。這將導(dǎo)致電流從MOSFET溝道，轉(zhuǎn)而流向MOSFET體二極管，而這又會使漏源極電壓發(fā)生負電壓降（圖1）。這段時間被稱為體二極管導(dǎo)通時間tD。利用下列參數(shù)，即可算出二極管功耗：體二極管的正向壓降UD、從源極流向漏極的體二極管電流ISD、體二極管導(dǎo)通時間tD和電源轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率fsw：
    等式5

SR MOSFET的柵極驅(qū)動損耗取決于柵極電荷Qg、柵極驅(qū)動電壓Ug和開關(guān)頻率fsw：
    等式6

這些損耗是由MOSFET的柵極電荷造成的，而柵極電荷則消散在柵極晶體管和柵極驅(qū)動器中。
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SR MOSFET關(guān)斷過程中，輸出電荷Qoss和反向恢復(fù)電荷Qrr*也會產(chǎn)生損耗。其計算公式可從SR MOSFET關(guān)斷性能的簡化模型（圖4）推導(dǎo)得到。

圖4. SR MOSFET關(guān)斷的簡化模型

通過對電流波形的三角形形狀和MOSFET的恒定輸出電容的粗略估算，可以計算出MOSFET關(guān)斷過程產(chǎn)生的電量。如果電流換向受到電感的限制（大多數(shù)應(yīng)用都是這樣），則可假定電流波形為三角形形狀。要計算在特定變壓器電壓UT條件下，MOSFET的等效恒定電容Cconst，必須知道時變非線性輸出電容coss(t)：
   等式7

要計算MOSFET關(guān)斷過程中的開關(guān)損耗，必須首先確定反向電流峰值Irev_peak：
    等式8

根據(jù)變壓器電壓和電流變換環(huán)路中的電感，可以計算出di/dt：
   等式9

現(xiàn)在，可以計算出開關(guān)電荷Qsw=Qoss+Qrr*：
   等式10

由此推導(dǎo)，可以計算出開關(guān)感應(yīng)電量：
    等式11

達到電流峰值tIpeak時，雜散電感中會儲存感應(yīng)電量，Coss中也會儲存電容電量。因此，可以進行電量比較：
   等式12

然后，這些電量將被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容（圖4），并在此產(chǎn)生過電壓尖峰，繼而，這些電量將被LC振蕩電路的電阻部分消耗（圖1，點6）。于是，可以得出關(guān)斷過程中的功耗：
     等式13

計算的準確性取決于MOSFET的開關(guān)性能。必須確保不會發(fā)生諸如動態(tài)開啟或雪崩等二次效應(yīng)。此外，硬開關(guān)拓撲可實現(xiàn)最佳結(jié)果。任何諧振軟開關(guān)拓撲均可能導(dǎo)致偏差。在這種情況下，可以對MOSFET進行優(yōu)化以獲得較低RDS(on)，因為可以回收利用開關(guān)過程產(chǎn)生的部分電量。
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4. 體二極管的反向恢復(fù)電荷

對于優(yōu)化能效，MOSFET內(nèi)部的體二極管具有關(guān)鍵作用。在每個開關(guān)循環(huán)中，在MOSFET被關(guān)斷之前，體二極管通常會通電，反向恢復(fù)電荷Qrr*也由此積聚起來。在第3節(jié)中已經(jīng)提到，數(shù)據(jù)手冊中所載Qrr與實際Qrr*有所出入。數(shù)據(jù)手冊中的值是按di/dt為100 A/μs測得的，二極管被施以最高漏極電流，并且MOSFET關(guān)斷前的導(dǎo)通時間長達500 μs左右甚至更長。因此，所測得的值是盡可能最高的Qrr*。此外，JEDEC標準所規(guī)定的測定方法不僅包含了Qrr*，而且包含MOSFET的部分輸出電荷，因而得到的總值很高，與實際值不相符。需要強調(diào)的是，雖然在實際應(yīng)用中，di/dt可能高達1000 A/μs，并且di/dt越高，Qrr*也越高。但是，Qrr*主要取決于電流和二極管導(dǎo)通時間。由于在實際應(yīng)用中，電流僅為最高漏極電流的一半甚或更低，并且二極管導(dǎo)通時間僅為50 ns至150 ns，因此實際Qrr*值比數(shù)據(jù)手冊中的值低得多。

圖 5. Qrr*與體二極管充電時間的關(guān)系

如圖5所示，MOSFET柵極定時對實際有效的Qrr*值有很大的影響。在MOSFET關(guān)斷之前，體二極管通電的時間越長，所積聚的反向恢復(fù)電荷就越多。這會降低效率，并且導(dǎo)致更高的關(guān)斷時過電壓尖峰。以圖5中所示的第2個解決方案為例。在體二極管導(dǎo)通時間僅為20 ns至140 ns的理想狀況下，功耗增加0.5W左右（變壓器電壓= 40 V，開關(guān)頻率= 125 kHz），這個功耗會對效率造成顯著影響，特別是在低負載條件下。取決于MOSFET技術(shù)和體二極管導(dǎo)通時間，Qrr*的影響往往是次要的，因為通常輸出電容才是主要的影響因素。另外，數(shù)據(jù)手冊中未提供與應(yīng)用有關(guān)的Qrr值。

5. 優(yōu)化SR MOSFET以提高效率

要優(yōu)化SR MOSFET以提高效率，必須在開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之間找到最佳平衡點。在輕負載條件下，RDS(on)導(dǎo)通損耗的影響微乎其微，因為只有少量電流流經(jīng)MOSFET。在這種情況下，在整個負載范圍內(nèi)基本保持不變的開關(guān)損耗是主要損耗。但是，當輸出電流較高時，導(dǎo)通損耗則成為最主要的損耗，其占總功耗的比例也最高，請參見圖6。

圖6. 不同輸出電流條件下的功耗分布（IPP028N08N3 G；fsw = 125 kHz、UT = 40 V）[page]

在選擇最適當?shù)腗OSFET時，必須特別注意RDS(on)值的范圍，如圖7所示。當RDS(on)超出最優(yōu)值時（更高RDS(on)），總功耗將線性增加。而當RDS(on) 降至低于最優(yōu)值時，總功耗也會急劇上升。此外，在圖7中可以看出，可實現(xiàn)最低功耗的RDS(on)值范圍相當寬。

圖7. 功耗與RDS(on)值的關(guān)系（OptiMOS™3 80 V解決方案；VT = 40 V，fsw = 150 kHz，IMOSFET = 20 A，Vgate = 10 V）

當RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內(nèi)時，總功耗始終大致相同。但是，在1毫歐姆以下，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆，便會令總功耗提高一倍，從而嚴重降低電源轉(zhuǎn)換器的效率。

圖8表明了在實際應(yīng)用中，不同MOSFET RDS(on) 值范圍的影響。圖中所示為在服務(wù)器電源中分別測得的IPP028N08N3 G和IPP057N08N3 G的值。

圖8. 服務(wù)器電源中兩個SR MOSFET RDS(on) 值范圍的實測效率比較

在輕負載條件下，RDS(on) 值較高的MOSFET的效率也更高。這個MOSFET具有較低的輸出電容和較低的柵極電荷，因而其開關(guān)損耗也更低。另一方面，隨著輸出電流的提高，其效率將逐漸降低，反而RDS(on) 值較低的MOSFET的性能更好。要在整個輸出電流范圍內(nèi)實現(xiàn)最優(yōu)效率，必須均衡考慮選擇最優(yōu)SR MOSFET。

6. 結(jié)束語

本文介紹了一個用于分析開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器同步整流級的功耗的方法。我們開發(fā)了一個簡單的分析模型，以用于計算開關(guān)損耗。借助這些工具，開發(fā)基于同步整流的開關(guān)電源的開發(fā)人員，可以更有效地選擇最優(yōu)拓撲和MOSFET，可以大致計算SR功耗，能加快設(shè)計過程，提高系統(tǒng)能效。