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基于同步整流技術(shù)的反激變換器

發(fā)布時(shí)間:2011-08-30

中心議題:

  • 同步整流反激變換器原理
  • 同步整流管的驅(qū)動(dòng)電路工作原理
  • 同步整流反激變換器的設(shè)計(jì)
  • 同步整流反激變換器仿真分析與結(jié)論

解決方案:

  • 同步整流反激變換器的設(shè)計(jì)


反激變換器應(yīng)用廣泛,采用同步整流技術(shù)能夠很好的提高反激變換器效率,同時(shí)為使同步整流管的驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單,采用分立元件構(gòu)成驅(qū)動(dòng)電路。本文詳細(xì)分析了同步整流反激變換器的工作原理和該驅(qū)動(dòng)電路的工作原理,并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了100V~375VDC 輸入,12V/4A 輸出的同步整流反激變換器,工作于電流斷續(xù)模式,控制芯片選用UC3842,對(duì)設(shè)計(jì)過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)論述。通過(guò)Saber 仿真驗(yàn)證了原理分析的正確性,證明該變換器具有較高的變換效率。

1 同步整流反激變換器原理

反激變換器次級(jí)的整流二極管用同步整流管SR 代替,構(gòu)成同步整流反激變換器,基本拓?fù)淙鐖D1(a)所示。為實(shí)現(xiàn)反激變換器的同步整流,初級(jí)MOS 管Q 和次級(jí)同步整流管SR 必須按順序工作,即兩管的導(dǎo)通時(shí)間不能重疊。當(dāng)初級(jí)MOS 管Q 導(dǎo)通時(shí),SR 關(guān)斷,變壓器存儲(chǔ)能量;當(dāng)初級(jí)MOS 管Q 關(guān)斷時(shí),SR 導(dǎo)通,變壓器將存儲(chǔ)的能量傳送到負(fù)載。驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序如圖1(b)所示。在實(shí)際電路中,為了避免初級(jí)MOS 管Q 和次級(jí)同步整流管SR 同時(shí)導(dǎo)通,Q 的關(guān)斷時(shí)刻和SR 導(dǎo)通時(shí)刻之間應(yīng)有延遲;同樣Q 的導(dǎo)通時(shí)刻和SR 的關(guān)斷時(shí)刻之間也應(yīng)該有延遲。


圖1 同步整流反激變換器

2 同步整流管的驅(qū)動(dòng)

SR 的驅(qū)動(dòng)是同步整流電路的一個(gè)重要問(wèn)題,需要合理選擇。本文采用分立元件構(gòu)成驅(qū)動(dòng)電路,該驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單、成本較低,適合寬輸入電壓范圍的變換器,具體驅(qū)動(dòng)電路如圖2 所示。SR 的柵極驅(qū)動(dòng)電壓取自變換器輸出電壓,因此使用該驅(qū)動(dòng)電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅(qū)動(dòng)電壓要求。


圖2 驅(qū)動(dòng)電路[page]

該驅(qū)動(dòng)電路的基本工作原理:電流互感器T2 與次級(jí)同步整流管SR 串聯(lián)在同一支路,用來(lái)檢測(cè)SR 的電流。當(dāng)有電流流過(guò)SR 的體二極管,則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流,該電流通過(guò)R1 轉(zhuǎn)變成電壓,當(dāng)電壓值達(dá)到并超過(guò)晶體管Q1 的發(fā)射結(jié)正向電壓時(shí),Q1 導(dǎo)通,達(dá)到二極管VD 導(dǎo)通電壓時(shí),VD 導(dǎo)通對(duì)其箝位。晶體管Q1 導(dǎo)通后,輸出電壓通過(guò)圖騰柱輸出電路驅(qū)動(dòng)SR 開(kāi)通。當(dāng)SR 中的電流在電流互感器二次側(cè)電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導(dǎo)通閾值以下時(shí),Q1 關(guān)斷,SR 關(guān)斷。

圖中同步整流管驅(qū)動(dòng)電路各元件的功能說(shuō)明如下:
SR 為同步整流管,用來(lái)代替整流二極管;
T2 為電流互感器,用來(lái)檢測(cè)通過(guò)SR 的電流,當(dāng)有電流流過(guò)SR 的體二極管,則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流;R1 用來(lái)將互感器二次側(cè)感應(yīng)出的電流轉(zhuǎn)變成電壓,同時(shí)R1 的值決定同步整流管開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)電流互感器二次側(cè)電流大小;
C1 和二極管VD 用來(lái)對(duì)互感器二次側(cè)的電壓進(jìn)行濾波和箝位;
偏置電阻R2,下拉電阻R3 和晶體管Q1 構(gòu)成開(kāi)關(guān)電路,利用Q1 的飽和截止,實(shí)現(xiàn)同步整流管SR 的導(dǎo)通和關(guān)斷;
Q2 和Q3 構(gòu)成圖騰柱輸出電路,提供足夠大的電流,使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值,保證SR 能快速開(kāi)通。同時(shí)為SR 關(guān)斷時(shí)提供反向抽取電流回路,加速SR 關(guān)斷。

3 同步整流反激變換器的設(shè)計(jì)

同步整流反激變換器的電路如圖3 所示,控制芯片選用UC3842。設(shè)計(jì)技術(shù)指標(biāo)如下:
輸入電壓Ui:100~375VDC
輸出電壓Uo:12V
輸出電流Io:4A
開(kāi)關(guān)頻率fs:100KHz
最大占空比Dmax:0.45
效率:η>80%
工作方式:斷續(xù)模式


圖3 同步整流反激變換器電路

3.1 啟動(dòng)電路設(shè)計(jì)
芯片 UC3842 工作的開(kāi)啟電壓為16V,在芯片開(kāi)啟之前,芯片消耗的電流在1mA 以內(nèi)。

正常工作后,欠壓鎖定電壓為10V,上限為34V,芯片消耗電流約為15mA。啟動(dòng)時(shí)由輸入直流電壓通過(guò)啟動(dòng)電阻R4 向電容C2 充電,芯片消耗電流在1mA 以內(nèi),電容C2 上電壓不斷上升,當(dāng)芯片7 腳上電壓升至16V 時(shí)UC3842 開(kāi)始工作,芯片消耗電流約為15mA,電容C2 上電壓下降,輔助繞組上開(kāi)始有電壓,電容C3 上電壓逐漸升高,當(dāng)電容C3 上電壓高于電容C2 上電壓,二極管VD2 導(dǎo)通,由輔助繞組供電。

輔助繞組供電電壓取15V,電壓紋波要求不高,濾波電容C3 取47μF。為了芯片可靠啟動(dòng),電容C2 取100μF,電阻R4 取68KΩ,在輸入電壓最小時(shí),通過(guò)啟動(dòng)電阻R4,能提供1.2mA的啟動(dòng)電流。
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3.2 變壓器設(shè)計(jì)
反激變換器工作于DCM,但隨著輸入電壓減小或負(fù)載電流增大,占空比變大,可能會(huì)從DCM 變成CCM。因此為保證反激變換器在整個(gè)輸入電壓和負(fù)載電流變化范圍內(nèi)都工作在DCM 且占空比不超過(guò)要求的最大值,設(shè)計(jì)變壓器滿足反激變換器在輸入電壓最小Ui  =100V、負(fù)載電流Io  =4A 和效率η =80%時(shí)工作在電流臨界連續(xù)模式,且占空比不超過(guò)要求的最大值 Dmax =0.45。選用EI 型鐵氧體磁芯,其型號(hào)為EI30,為減少漏感,采用三明治繞法繞制變壓器。初級(jí)電感為146.85μH,變壓器的匝比為:

初級(jí)繞組 N p選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制,次級(jí)繞組 Ns 選用直徑為0.56mm 的銅線3 股并繞,輔助繞組 Na 選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制。

3.3 RCD 箝位電路設(shè)計(jì)
當(dāng)開(kāi)關(guān)管 Q 關(guān)閉時(shí),初級(jí)電感 Lp 中的能量將轉(zhuǎn)移到次級(jí)輸出,但漏感Ll  中的能量將不能傳遞到次級(jí),轉(zhuǎn)移到箝位電路的電容Cc  ,然后這部分能量被箝位電阻 R c消耗。電容c C上的電壓在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷的一瞬間沖上去,然后一直處于放電狀態(tài)。電容 C c的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量和釋放能量時(shí)自身兩端電壓uc( t )紋波足夠小。因此電容Cc  兩端電壓uc( t )為基本為恒定值Uc  。同時(shí)電容 Cc 上的電壓不能低于次級(jí)到初級(jí)的反射電壓Uo × (Np / Ns ),否則開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間,二極管導(dǎo)通,RCD 箝位電路將成為該變換器的一路負(fù)載。因此開(kāi)關(guān)管承受的尖峰電壓被箝位為:

輸入電壓最大值為 Uimax ,開(kāi)關(guān)管的最大耐壓值為 U dsmax,考慮80%的降額使用系數(shù),則電容 C c兩端電壓Uc  的大小可由式(1)確定。

漏感存儲(chǔ)的能量完全被電阻Rc  消耗,則電阻 Rc 的大小可由式(2)確定。

為保證電容 Cc 兩端電壓紋波足夠小,需RcCc >>Ts ,取10 倍關(guān)系,則電容 C c的大小由式(3)確定。

選用美國(guó)Fairchild 公司生產(chǎn)的FQPF5N60 場(chǎng)效應(yīng)管,該管允許通過(guò)的最大電流為5A,最大耐壓值為600V;漏感取變壓器初級(jí)電感的3%,4.5μH。RCD 箝位電路中,取 R c為6KΩ,Cc  為0.015μF, VDc  采用快恢復(fù)二極管FR107。

3.4 電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)
初級(jí)電感電流通過(guò)插入一個(gè)與開(kāi)關(guān)Q的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻RS轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端(3 腳)監(jiān)視并與來(lái)自誤差放大器的輸出電平比較。在正常的工作條件下,初級(jí)電感電流峰值由誤差放大器的輸出 U e控制,滿足:

電流檢測(cè)比較器反向輸入端箝位電壓為1V,因此初級(jí)電感電流峰值限制為:

取RS 為0.33Ω,在RS 和3 腳之間,常用R、C 組成一小的濾波器,用于抑制功率管開(kāi)通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰,其時(shí)間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時(shí)間(通常為幾百納秒),取R為1KΩ,C 為470pF。
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3.5 同步整流管驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)
同步整流管選用IR 公司的IRF3205 型N 溝道功率MOSFET,漏源擊穿電壓U(BR)DSS=55V,漏極電流ID=110A(25°C),最大柵源電壓UGS(max)=±20V,開(kāi)通電壓UGS(th)=4V,導(dǎo)通電阻RDS(on)=0.008Ω。同步整流驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)主要集中在電流互感器T2 的設(shè)計(jì)上。電流互感器磁環(huán)型號(hào)選用R10,  Ae = 7.83×10-6 m2 ,磁芯材料選用N30,Bmax=0.2T。繞組N1 由于流過(guò)的電流比較大,為減小損耗,匝數(shù)確定為1 匝,為保證繞組N2 在SR 關(guān)斷期間退磁,繞組N2 需滿足:

為有充足的裕量,取N2 為20 匝。保證SR 開(kāi)通關(guān)斷的快速性,設(shè)定變換器次級(jí)電感電流達(dá)到30mA,SR 開(kāi)始導(dǎo)通或關(guān)斷,則取R1 為470 Ω。取C1 為1nF,R1 為100 Ω,R3 為470 Ω。

3.6 反饋電路設(shè)計(jì)
反饋電路采用TL431 配合光耦PC817 作為參考、隔離、取樣,電路中將UC3842 內(nèi)部的誤差放大器反向輸入端2 腳直接接地,PC817 的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端1 腳,跳過(guò)芯片內(nèi)部的誤差放大器,直接用1 腳做反饋,然后與電流檢測(cè)輸入的第3 腳進(jìn)行比較,通過(guò)鎖存脈寬調(diào)制器輸出PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。當(dāng)輸出電壓升高時(shí),經(jīng)電阻R5,R6 分壓后輸入到TL431 的參考端的電壓也升高,此時(shí)流過(guò)光耦中發(fā)光二極管的電流增大,PC817三極管集電極電流增大,三極管集射級(jí)電壓減小,UC3842 的6 腳輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比變小,于是輸出電壓下降,達(dá)到穩(wěn)壓的目的。反之亦然,使輸出保持恒定,不受輸入電壓或負(fù)載變化的影響。

TL431 參考輸入端電壓ref U 為2.5V,電流為1.5μA,為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響,通常取流過(guò)電阻R6 的電流為參考輸入端電流的100 倍以上,所以:

根據(jù)TL431 的特性,R5、R6、Uref  和 U o有固定的關(guān)系:

PC817 三極管集電極電流Ic 受發(fā)光二極管正向電流If 控制,由PC817 技術(shù)手冊(cè)知,當(dāng)二極管正向電流If 在5mA 左右變化時(shí),Ic 和If 具有很好的線性關(guān)系,三極管的集射電流Ic在5mA 左右變化。所以:

式中Uvref  為芯片8 腳電壓5V, U comp 為芯片1 腳電壓,計(jì)算時(shí)取系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)1 腳電壓最大值。

TL431 正常工作時(shí)需要陰極至陽(yáng)極電壓Uka 大于2.5V,PC817 二極管正向?qū)▔航礥f為1.2V。所以:

經(jīng)過(guò)計(jì)算及仿真調(diào)試,得到反饋電路的阻容參數(shù)。取R6 為1KΩ,R5 為3.8KΩ,R8 為1KΩ,R9 為120Ω,R7 為150KΩ,C4 為1nF。
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4 仿真分析與結(jié)論

應(yīng)用 Saber 仿真軟件對(duì)本文設(shè)計(jì)的同步整流反激變換器進(jìn)行仿真。圖4 為輸入電壓200V,滿載時(shí),初級(jí)MOS 管Q、次級(jí)同步整流管SR 驅(qū)動(dòng)信號(hào)和次級(jí)電感電流波形。由圖可見(jiàn),Q 關(guān)斷后,SR 經(jīng)過(guò)很短的延遲后就開(kāi)通,次級(jí)電感電流降至接近零時(shí),SR 關(guān)斷。圖5 為輸入電壓100V、200V、250V、300V 和375V,滿載條件下,分別采用同步整流和二極管整流時(shí),系統(tǒng)效率的分布圖。

仿真結(jié)果與本文對(duì)同步整流反激變換器和同步整流管驅(qū)動(dòng)電路的工作原理分析一致。同時(shí)仿真結(jié)果證明,該驅(qū)動(dòng)電路可以很好實(shí)現(xiàn)同步整流功能,采用同步整流技術(shù)可以較好提高傳統(tǒng)反激變換器的效率。輸入電壓100V,滿載時(shí),變換器效率最高為87.7%。


圖4 Ugs(Q),Ugs(SR),is 的波形
圖5 系統(tǒng)效率的分布圖

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