中心論題：

• 概述以往轉(zhuǎn)換器不能現(xiàn)今以至將來的要求
• 描述采用DirectFET MOSFET并基于四相同步整流器

解決方案：

• DirectFETTM MOSFET
• 多相功率變換同步整流器
• 采用了可在1～2MHz頻率范圍內(nèi)進行高效開關(guān)操作的合適MOSFET

一個采用DirectFET MOSFET并基于四相同步整流器的VRM能夠于高達2MHz/相位下工作，并提供120A電流，且滿足負載點電源的瞬態(tài)響應(yīng)要求。

與十年之前以單元密度和導(dǎo)通電阻作為器件設(shè)計的主要考慮因素相比，功率MOSFET技術(shù)在發(fā)展方向上正經(jīng)歷著一場重大的變革。如今，并在可以預(yù)見的未來，開關(guān)速度正在逐步成為負載點（POL）電源應(yīng)用的決定性因素。對于工作電壓為1V或以下且對時鐘速度和電流需求更高的下一代微處理器而言，開關(guān)速度是滿足其供電要求的關(guān)鍵因素。電源的性能將取決于功率MOSFET能否進行高效開關(guān)操作并提供所需的瞬態(tài)響應(yīng)。自1999年至今，瞬態(tài)響應(yīng)要求已經(jīng)從20A/μs提高至325A/μs左右，預(yù)計將于2004年達到400A/μs。

為了對上述的電源要求有所了解，我們先來看一下以往的轉(zhuǎn)換器設(shè)計。一直以來，用于給微處理器供電的POL DC-DC轉(zhuǎn)換器也包括單相標準或同步降壓型轉(zhuǎn)換器。直到不久以前，這些類型的轉(zhuǎn)換器仍然能夠滿足需要，因為微處理器的工作電流一般都維持在30A以下。然而，當(dāng)今處理器的工作電流已經(jīng)突破了30A，而且，電流需求仍在繼續(xù)呈指數(shù)性增長。在這種情形下，單相降壓轉(zhuǎn)換器已不再能夠?qū)ΜF(xiàn)今的處理器進行高效供電，原因是：它們需要采用較高的電感值來最大限度地減小輸出紋波電流；增大電感值以減小紋波電流會使瞬態(tài)響應(yīng)速度有所減緩；集中式功率耗散要求采用散熱器以進行適當(dāng)?shù)睦鋮s；通過MOSFET并聯(lián)的方法來處理更高的電流，需要克服一些設(shè)計上的障礙，比如電流共享、提供足夠驅(qū)動電流以及更高的封裝寄生效應(yīng)。

多相功率變換中的同步整流器采用了可在1～2MHz頻率范圍內(nèi)進行高效開關(guān)操作的合適MOSFET，能夠減小濾波電感器和電容器的數(shù)值，并使得POL電源能夠滿足瞬態(tài)響應(yīng)要求。為了獲得合適的結(jié)果，必須對MOSFET的特性進行優(yōu)化。優(yōu)化處理的對象涉及多個對同步整流器的速度和性能有所影響的MOSFET因素： 柵-漏極電荷（Qgd）、柵-源極電荷（Qgs）、導(dǎo)通電阻（RDS(ON)）、Cdv/dt抗干擾 、封裝寄生效應(yīng) 、熱阻 。

圖1示出了由一個高側(cè)MOSFET（Q1）和低側(cè)MOSFET（Q2）組成的典型同步整流器，為了實現(xiàn)最佳的同步整流器設(shè)計，這兩個MOSFET需要具備不同的特性。一般來說，您可以通過搜尋一個具有最低Qswitch×RDS(ON)性能因數(shù)的器件來選擇最佳的Q1 MOSFET。Qswitch被定義為柵-源極電荷的后柵極臨限部分與柵-漏極電荷之和（Qgs2 + Qgd）。相比之下，最佳的Q2 MOSFET必須擁有非常低的RDS(ON)以及良好的Cdv/dt抗干擾。由于Q2的漏極與轉(zhuǎn)換器的開關(guān)節(jié)點相連，因此，它承受著地電位與Vin之間的瞬變電壓。隨著Q1的導(dǎo)通和關(guān)斷，漏極電壓會以dV/dt的速率進行變化，該變化將被容性耦合至Q2的柵極，并能夠引起一個足以使MOSFET導(dǎo)通的電壓尖峰，從而產(chǎn)生擊穿電流。因此，必須最大限度地減小Qgd/ Qgs1（柵-漏極電荷/臨限前柵-源極電荷）之比率以降低Cdv/dt導(dǎo)通電位。

為了實現(xiàn)優(yōu)化的高頻開關(guān)操作，必須將封裝寄生效應(yīng)降至一個絕對最小值。為此，MOSFET制造商推出了新型表面貼裝型封裝。其中之一是DirectFETTM MOSFET，其獨特的結(jié)構(gòu)改善了封裝寄生效應(yīng)以及熱解決方案，并減小占位面積和布局寄生效應(yīng)。

DirectFET 封裝（圖2）在減輕封裝寄生效應(yīng)和提高散熱性能方面取得了突破性進展，從而大大提升了器件的效率及電流傳輸能力。

DirectFET的硅芯片封裝在一個銅外殼中。封裝的底部由一個特殊設(shè)計的芯片所組成，源極和柵極接觸襯墊可以直接焊接到PC板上。硅芯片上的一個專有鈍化系統(tǒng)將柵極和源極襯墊隔離以防止發(fā)生短路，并在器件安裝于電路板之上時起一個焊接掩膜的作用。鈍化層還能夠保護端接點和柵極構(gòu)造免受濕氣和其他污染影響。一個銅“外殼”從芯片的另一面形成漏極連接至電路板。該設(shè)計省去了引線框架和金屬線接點，并在占位面積與SO-8封裝相同的DirectFET封裝中將無芯片式封裝電阻（DFPR）降至0.1mΩ，而標準SO-8封裝則為1.5mΩ。

高速開關(guān)操作會影響器件的功率耗散，因此，熱阻特性也必須有所改善。DirectFET具有大面積的接點以及銅外殼，比SOIC塑模封裝顯著改善散熱性能。

DirectFET將結(jié)點至PC板的熱阻減小至1℃/W，而標準SO-8封裝則達20℃/W。銅外殼還提供了散熱面，從而將頂部結(jié)點至外殼熱阻降至3℃/W，相比之下，標準SO-8封裝則高達18℃/W。

利用散熱器和冷卻氣流，DirectFET封裝能夠?qū)⒏嗟臒崃繌姆庋b的頂部排出，與SO-8解決方案相比，最多可將結(jié)溫降低50℃。有效的頂端冷卻意味著能夠使散發(fā)的熱量離開電路板，從而增大了器件所能安全傳輸?shù)碾娏髁俊?/p>

DirectFET VRM設(shè)計
為了演示此項新型封裝工藝在VRM設(shè)計中所帶來的好處，我們利用DirectFET MOSFET設(shè)計了一個高電流四相VRM。6層電路板的每一層采用了4盎司銅箔。其四相控制器和驅(qū)動器的工作速度可高達2MHz/相位。為減小外形尺寸，該設(shè)計的輸入和輸出濾波器均采用了陶瓷電容器，電感器則采用了一個400nH的高電流、小占位面積線圈（10mm×10mm）。

該轉(zhuǎn)換器將很薄的DirectFET MOSFET安裝于電路板的背部，并在它們的上方安裝散熱器，這種結(jié)構(gòu)符合VRM 9.1外形規(guī)范。另外采用電絕緣的導(dǎo)熱環(huán)氧樹脂將3.75英寸×0.75英寸的鋁制葉片式散熱器安裝于DirectFET的上方。

每相使用了一個高側(cè)（Q1，IRF6604）和一個低側(cè)（Q2，IRF6607）DirectFET。兩個不同的MOSFET（其特性列于表1）優(yōu)化了同步整流器的性能。為了提升效率，器件采用了一個與低側(cè)MOSFET并聯(lián)的芯片式封裝肖特基二極管（IR140CSP）。DirectFET封裝的低電感，再加上使用芯片式封裝肖特基二極管，能夠大大減小了環(huán)路電感，并降低了MOSFET死區(qū)期間的體二極管損耗。在室溫以及空氣流量為600LFM的條件下，該設(shè)計能夠在占位面積為3.8英寸×1.1英寸時對120A（30A/相位）的電流進行高效處理（圖3）。

由于兩個器件均具有高電流處理能力（ID），因而不再需要并聯(lián)。

我們在室溫環(huán)境中對采用600LFM的空氣流量以及在500kHz頻率下工作的模塊進行了內(nèi)電路效率測量。如圖4所示，模塊在120A的滿載條件下實現(xiàn)了82%的效率。根據(jù)工作頻率來優(yōu)化柵極驅(qū)動電壓是很重要的。
 

由圖4可見，當(dāng)負載電流較高時，于500kHz工作的7.5VGS柵極驅(qū)動電壓能夠提供比5VGS柵極驅(qū)動電壓更高的效率。

為了測試電路板在工作速度為2MHz/相位時的性能，電路板只提供了VRM的兩個相位。圖5示出了兩相VRM板。
 

圖6給出了當(dāng)環(huán)境溫度為35℃、空氣流量為400LFM時在風(fēng)洞中測得的兩相VRM板的效率曲線圖。由圖可見，VRM在負載電流高達25A/相位的情況下獲得了80%以上的效率。

效率比較
為了比較DirectFET MOSFET與SO-8兩者在性能上的差異，特意制作了兩個相同的VRM，一個采用SO-8封裝，另一個采用DirectFET。兩組器件所采用的硅片技術(shù)以及有效面積幾乎保持相同。兩個包含SO-8和DirectFET器件的電路均采用安裝于電路板下側(cè)的散熱器來進行冷卻。在效率數(shù)據(jù)的記錄過程中，兩個電路中均有一個400LFM的氣流射向散熱器。

圖7示出了工作于兩相VRM電路中的DirectFET和SO-8器件的效率與頻率的關(guān)系曲線。兩者的效率測量都是在20A/相位的負載電流條件下進行。在整個頻譜范圍內(nèi)，采用DirectFET的VRM電路表現(xiàn)出高于采用SO-8的VRM電路的效率水平。兩種電路的效率差異還會隨著頻率的升高而增大。該結(jié)果反映出DirectFET器件的封裝寄生損耗較SO-8器件低。DirectFET封裝器件還能夠在更高的負載電流條件下工作。例如，在1MHz條件下，DirectFET VRM電路能夠?qū)Ω哌_30A/相位的負載電流進行開關(guān)操作，并同時將電路板的溫度維持在100℃以下。而在相同的工作條件下，SO-8器件則只能對20A/相位左右的負載電流進行開關(guān)操作。DirectFET VRM電路較高的電流處理能力可歸功于結(jié)合了更低的封裝寄生效應(yīng)以及更高的熱
性能。

圖8和圖9示出了封裝寄生效應(yīng)對SO-8 MOSFET和DirectFET VRM的開關(guān)性能的影響。

圖8示出的是SO-8器件對30A電流進行開關(guān)操作時的波形，

圖9示出的是DirectFETTM 器件對30A電流進行開關(guān)操作時的波形。

通過比較圖8和圖9的波形，我們可以得出結(jié)論：相比SO-8器件而言，DirectFET器件在電路中產(chǎn)生的峰值振鈴電壓要小得多。由于這兩種封裝中的硅片具有相同的有效面積并采用了相同的技術(shù)，故可見產(chǎn)生差異的原因在于封裝的寄生效應(yīng)。SO-8器件振鈴電壓較高的原因是其引線電感較高造成的。