【導讀】本文提供有關在創(chuàng)建IBIS模型時如何使用LTspice?的說明指南，涵蓋從IBIS預建模程序到IBIS模型驗證的整個過程。本文還詳細介紹如何在LTspice中為IBIS模型準確提取I-V、V-T、斜坡和C_comp數(shù)據(jù)。此外，還提供定性和定量FOM方法，用于驗證IBIS模型的性能。該應用案例展示了為假設的ADxxxx三態(tài)數(shù)字緩沖器開發(fā)IBIS模型的過程，其中包含適合輸入和三態(tài)CMOS接口的可用IBIS模板，有助于即刻開始創(chuàng)建您的IBIS模型。
簡介
在構建任何系統(tǒng)時，仿真都發(fā)揮著關鍵作用。它幫助設計人員預見問題，進而避免費時且成本高昂的修改。我們的目標始終是一次就成功！在仿真高速數(shù)字接口時，如果設計不當，簡單的PCB走線可能會影響信號質量。在信號完整性仿真中，IBIS（輸入/輸出緩沖器信息規(guī)范）模型用來表示器件的數(shù)字接口。
如IBIS系列文章的第1部分所述，IBIS是一個行為模型，通過以表格形式列出的電流與電壓(I-V)和電壓與時間(V-T)數(shù)據(jù)來描述器件的數(shù)字接口的電氣特征。IBIS模型應盡量準確，且不含任何解析錯誤，避免在之后使用時出現(xiàn)問題。此外，對于具有數(shù)字接口的每個部件或器件，都應該提供可用的IBIS模型。這樣客戶需要時，可直接從制造商的網(wǎng)頁上下載。但是，事實并非總是如此。對于IBIS模型用戶，他們常遇到的一個問題就是模型的可用性。當他們在設計中選用的部件沒有IBIS模型時，其產(chǎn)品開發(fā)可能受阻。
IBIS模型最好是由其制造商提供；但是，用戶也可以創(chuàng)建IBIS模型。本文介紹如何使用LTspice，基于SPICE模型創(chuàng)建最基礎的IBIS模型。下文使用IBIS建模手冊（IBIS 4.0版）中的規(guī)格來介紹LTspice仿真設置。還要介紹如何使用定性和定量品質因數(shù)來驗證IBIS模型。
何謂“最基本的”IBIS模型？
為了幫助客戶使用LTspice創(chuàng)建基本的IBIS模型，需要先定義“基本”一詞?；镜腎BIS模型不僅取決于I/O模型關鍵字，還取決于需要建模的數(shù)字緩沖器的類型。這意味著需要重新審視IBIS的早期版本，以定義建立緩沖器模型需要滿足的最低要求，以及當時建模的數(shù)字接口的類型。事實證明，單端CMOS緩沖器是可以使用IBIS建模的最簡單的數(shù)字IO之一，本文將予以介紹。
圖1.3態(tài)CMOS緩沖器的IBIS模型
表1.基于Model_type的IBIS模型組件匯總
圖1顯示3態(tài)CMOS緩沖器IBIS模型的結構。如第1部分所述，IBIS模型中的組件或關鍵字取決于模型類型。表1匯總列出基本的IBIS模型的組件，具體由Model_type決定。
應用案例
在本文中，我們將使用一個假設的ADxxxx器件的LTspice模型來創(chuàng)建IBIS模型。它是一個帶有使能引腳的單輸入和單輸出數(shù)字緩沖器。因此，得到的IBIS模型將具有兩個輸入（DIN1和EN）、一個三態(tài)輸出(DOUT1)。
一般來說，生成IBIS模型有五個基本步驟：
● 建立預建模程序。
● 對從SPICE模型中提取的C_comp、V-I和V-T數(shù)據(jù)進行LTspice仿真。
● 格式化IBIS文件。
● 使用IBIS解析器測試檢查文件。
● 比較IBIS模型與SPICE模型在相同加載條件下的仿真結果。
IBIS模型提供典型數(shù)據(jù)、最小數(shù)據(jù)和最大數(shù)據(jù)。它們通過工作電源電壓范圍、溫度和工藝來確定[HA1] 。為簡潔起見，本文只討論典型條件。
Ibischk Golden Parser系列可用于檢查IBIS模型是否符合IBIS規(guī)范。ibischk可執(zhí)行文件可從IBIS.ORG網(wǎng)頁免費獲取。本文使用集成ibischk的第三方IBIS模型編輯軟件。
預建模程序
在開始仿真之前，用戶應該下載器件的數(shù)據(jù)手冊，并安裝SPICE模型和LTspice文件。通過確定部件具備的數(shù)字接口數(shù)量和類型（例如，輸入、開漏、三態(tài)等），對部件進行初始評估。
根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊，確定工作電源電壓、工作溫度、集成電路(IC)封裝類型、器件引腳排列、數(shù)字輸出時序規(guī)格的加載條件（RLoad和/或CLoad），以及數(shù)字輸入的低電平輸入電壓(VINL)和高電平輸入電壓(VINH)。ADxxx SPICE模型如圖1所示，其指標參數(shù)列在表2。
通過使用關鍵字，將有關器件數(shù)字接口的所有信息匯集到一個IBIS文件中。關鍵字是IBIS模型中用括號括起來的標識符，如第1部分所述。更多詳細信息請參閱此部分內容。
圖2.Adxxxx 3態(tài)數(shù)字緩沖器SPICE模型。
表2.ADxxxx數(shù)據(jù)手冊參數(shù)
與IC封裝模型相關的關鍵字是[Package]。它包含RLC（電阻-電感-電容）寄生參數(shù)，代表從芯片焊盤到IC焊盤/引腳的連接。此信息可從制造商處獲得。也可以查找另一個IBIS文件的[Package]數(shù)據(jù)，只要該器件采用的封裝與正在評估的器件完全相同，并且來自同一制造商。6引腳SOT-23封裝的器件封裝寄生參數(shù)如表3所示。
表3.6引腳SOT-23封裝寄生參數(shù)
器件引腳排列如表4所示。關鍵字[Pin]用于描述引腳及其對應的模型名稱。[Pin]一般為3列格式。第一列是引腳編號，第二列是引腳描述，第三列是模型名稱。有些封裝包含[HA2] 類似的引腳（VCC、GND）。這些引腳可以按模型分組和描述。在這種情況下，由于SPICE模型沒有給出有關內部晶體管級原理圖的信息，因此最好為每個數(shù)字接口創(chuàng)建單獨的模型。在IBIS文件中，模型名稱“Power”和“GND”用于命名電源和接地引腳。非數(shù)字接口和“請勿連接”引腳則描述為“NC”或無連接。請注意，模型名稱是區(qū)分大小寫的。由于在稍后的建模程序中還會用到，所以需給出具體的模型名稱。
表4.ADxxxx引腳列表
ADxxxx真值表如表5所示。這在建立LTspice仿真時非常有用。還必須要知道如何將DOUT1引腳設置為高阻抗（高阻）模式、邏輯1和邏輯0。
表5.ADxxxx真值表
LTspice設置和仿真
一般來說，IBIS模型通過前面提到的I-V（電流與電壓）和V-T（電壓與時間）數(shù)據(jù)描述數(shù)字緩沖器的行為。進行IBIS建模時，每種類型的數(shù)字接口都擁有[HA3] 一組自己的I-V和/或V-T數(shù)據(jù)，如表1所示。表6更加詳細地列出了這些數(shù)據(jù)集。注意查看每個數(shù)據(jù)集的注釋。那些標記為“推薦”的數(shù)據(jù)，表示這些數(shù)據(jù)缺失不會在ibischk解析器測試中導致誤差。但是，這些數(shù)據(jù)集對通道仿真有一定的作用。例如，鉗位數(shù)據(jù)有助于分析信號反射。
表6.輸入和3態(tài)接口的I-V和V-T數(shù)據(jù)集
[Power_Clamp]和[GND_Clamp]
圖3.[Power_Clamp]和[GND_Clamp]關鍵字結構的概念圖
[GND_Clamp]和[Power_Clamp]通過以表格形式列出的I-V數(shù)據(jù)顯示數(shù)字緩沖器的靜電放電(ESD)器件的行為。[Power_Clamp]表示以VDD為基準的ESD器件的整體行為，接地箝位表示以GND為基準的ESD器件的整體行為。
在LTspice中，I-V數(shù)據(jù)可以使用.DC SPICE命令/指令進行測量。DOUT1的接地箝位用圖4所示設置進行測量。在該設置中，使用適當?shù)碾娫措妷簩⒃撈骷渲脼楦咦钁B(tài)模式（請參見表5）。這可以確保將ESD器件與核心電路隔離。VSWEEP是以GND為基準的掃描電壓。使VSWEEP基準電壓接地，確保只顯示GND箝位ESD器件的特征。
根據(jù)IBIS規(guī)格，應掃描電壓軌以外（最好從-VDD到2 × VDD）的I-V數(shù)據(jù)，本例中是從–1.8 V到+3.6 V。通過直接執(zhí)行此操作，掃描VDD以外的電壓將會開啟電源箝位ESD器件。為了避免這種情況，首先在–1.8 V至+1.8 V范圍內掃描VSWEEP，并使用外推方法添加3.6 V數(shù)據(jù)點。此方法適用于所有I-V數(shù)據(jù)集。
另外，請注意所有I-V數(shù)據(jù)集最多只接受100個數(shù)據(jù)點。如果數(shù)據(jù)點超過這個數(shù)目，在ibischk解析器測試中會提示錯誤。設置.DC命令的增量，使得到的數(shù)據(jù)點數(shù)量小于或等于99。這是為了容納用于2 × VDD外推的一個額外數(shù)據(jù)點。
進行直流掃描時，仿真中可能出現(xiàn)非常大的反向電流。要解決這個問題，將起始掃描從近似二極管勢壘電位(-0.7 V)設置為VDD (+1.8 V)。然后將數(shù)據(jù)外推至符合–VDD至2 × VDD I-V數(shù)據(jù)。另一種方法是將一個小電阻Rser與VSWEEP串聯(lián)，以限制極端電流。
圖4.ADxxxx DOUT1接地箝位設置
單擊運行按鈕，LTspice開始運行仿真。由于正在評估DOUT1，所以目標節(jié)點為Ix(U1:DOUT1)。雖然從技術角度來看I(VSWEEP)也是正確的，但IBIS模型需要Ix(U1:DOUT1)上的電流極性。這是為了最大限度減少I(VSWEEP)數(shù)據(jù)的進一步格式化，使其適合模型。結果應該如圖5所示。仿真完成后，先單擊結果窗口保存數(shù)據(jù)，然后單擊文件 -> 將數(shù)據(jù)導出為文本。導航至要保存的目錄，單擊受測節(jié)點，然后單擊OK（如圖6所示）。
圖5.接地箝位仿真結果
圖6.將仿真數(shù)據(jù)導出為文本
[Power_Clamp]數(shù)據(jù)提取與接地箝位設置類似，因此掃描電壓VSWEEP以VDD為基準。設置和結果如圖7所示。
圖7.ADxxxx OUT1電源箝位設置和結果
[下拉]和[上拉]
圖8.I-V關鍵字結構的概念圖
圖8顯示了I-V關鍵字結構的概念圖。[下拉]和[上拉]表示緩沖器中上拉和下拉元素的行為。如果以圖表形式表示，它們看起來就像MOSFET的I-V特征曲線。在提取[下拉]和[上拉]數(shù)據(jù)時，了解如何通過器件的真值表操控從輸出引腳輸出的信號非常重要。提取[下拉]和[上拉]數(shù)據(jù)的設置與[GND_Clamp]和[Power_Clamp]類似，即DOUT1引腳使能，且不處于高阻模式。
要提取[下拉]數(shù)據(jù)，DOUT1引腳應設置為邏輯0輸出或0 V。所以，必須設置適當?shù)碾娫措妷?，如圖9所示。對EN引腳施加1.8 V的等效邏輯高壓，以使能DOUT1引腳，對DIN1引腳施加邏輯0或0 V，將DOUT1引腳設置為邏輯0輸出?？梢酝ㄟ^真值表（表5）進行確認。結果如圖10所示。
圖9.ADxxxx OUT1下拉設置
圖10.ADxxxx OUT1下拉圖
放大[下拉]數(shù)據(jù)，它類似于MOSFET的I-V特征曲線，如圖11所示。
圖11.ADxxxx DOUT1下拉圖（縮放視圖）
在保存下拉數(shù)據(jù)時，請注意它構成了[GND_Clamp]和[下拉]的總電流。圖12可以更好地說明這一點。要移除[GND_Clamp]組件，只需從[下拉]保存數(shù)據(jù)中逐點減去它。為了簡化這一操作，[GND_Clamp]和[下拉]直流分析的電壓增量、開始電壓和結束電壓必須相同。
圖12.來自下拉保存數(shù)據(jù)的實際電流
獲取上拉數(shù)據(jù)的設置如圖13所示。提供適當?shù)碾娫措妷?，以將DOUT1設置為邏輯1 (1.8 V)。這將確保上拉元件激活/開啟。然后，VSWEEP也在–1.8 V至+1.8 V范圍內掃描，并且以VDD為基準。以這種方式連接VSWEEP，可以防止用戶格式化數(shù)據(jù)以符合IBIS規(guī)范。
圖13.ADxxxx DOUT1上拉設置和結果
與[下拉]一樣，保存的[上拉]數(shù)據(jù)是從[Power_ Clamp]和[上拉]總電流得出的結果。因此，用戶需要從保存的[上拉]數(shù)據(jù)中逐點減去數(shù)據(jù)，以去除[Power_Clamp]組件，如果它們的直流掃描參數(shù)相同，這很容易完成。提醒大家，對所有的I-V數(shù)據(jù)測量使用相同的直流掃描參數(shù)。
圖14.來自保存的[上拉]數(shù)據(jù)的實際電流
[C_comp]
[C_comp]關鍵字代表緩沖器的電容，其最小、典型和最大拐角的值各不相同。它是晶體管和裸片的電容，與封裝電容不同?？梢圆捎脙煞N方式提取[C_comp]。當引腳由交流電壓供電時，可以使用方程1中的公式來得出近似值，也可以使用方程2中的公式進行計算。
其中：
ImIac：被測電流的虛值
F：交流電源的頻率
VAC：交流電源的幅度
使用LTspice進行C_Comp提取
如圖15所示，可以通過提供交流電壓和頻率掃描來提取緩沖器電容。由于提供的是交流電壓，所以要測量電流的實部和虛部部分。當用交流電壓供電時，必須反轉電流的極性，以測量緩沖器的輸入電流值。測量輸出緩沖器電容時，對于圖15所示的圖，唯一要做的更改就是必須將交流電源連接至輸出引腳。
圖15.ADxxxx C_comp提取設置
交流電壓的幅值可以是任意值，但通常設置為1 V。它將按照SPICE指令進行頻率掃描。使用.AC命令繪制波形時，默認設置為以波特模式顯示，單位為dB。必須將其設置為笛卡爾模式才能查看電流值，這樣可以直接使用緩沖器電容公式進行處理。要查看緩沖器電容波形，用戶必須先右鍵單擊波形窗口，然后單擊添加走線，再選擇被測量的引腳。波形圖窗口將顯示兩條線。
實線表示被測電流的實部，虛線表示被測電流的虛部。
圖16.向圖中添加走線對話框
若要將圖形設置從波特改為笛卡爾，右鍵單擊波形窗口左側的y軸，以打開左縱軸—幅度對話框。然后將圖示方式從波特改為笛卡爾。
圖17.將圖設置從波特改成笛卡爾
用于C_Comp設置的LTspice指令
LTspice指令用于設置電路的工作模式、測量變量和過程參數(shù)，以計算C_comp。以下是用來測量緩沖器的C_comp值的LTspice指令：
● AC Lin 10 1k 10k：將電路的工作模式設置為從1 kHz至10 kHz的交流線性頻率掃描。
● .Options meascplxfmt：將.meas命令的默認結果更改為波特、奈奎斯特或笛卡爾模式。
● .Options measdgt：設置.meas語句的有效數(shù)字位數(shù)。
● .meas語句：這些指令用來找出電路中某些參數(shù)的值。
這些SPICE指令可以根據(jù)用戶想要顯示的參數(shù)進行修改。有關在LTspice中可使用的指令的詳細說明，請參閱LTspice Help。測量語句的結果可以在工具 > SPICE錯誤日志中查看。
圖18.SPICE錯誤日志中的測量語句結果。
SPICE錯誤日志中顯示的結果將采用笛卡爾形式。X坐標為電流和緩沖電容的實部，Y坐標為電流和緩沖器電容的虛部。如上所述，在測量緩沖器電容時，電流的虛部是緩沖器電容所需的部分，所以C_comp的實際值就是圖18中突出顯示的值。
[上升波形]和[下降波形]
什么是上升和下降波形？
[上升波形]和[下降波形]關鍵詞模擬輸出緩沖器的切換行為。對于輸出模型，建議包含四個V-T數(shù)據(jù)集：上升和下降波形，以地為基準加載；上升和下降波形，以VDD為基準加載。
提取上升和下降V-T數(shù)據(jù)
要在LTspice中提取OUT1的上升或下降波形，以分段線性(PWL)信號或將脈沖電壓電源的形式向輸入引腳發(fā)送上升沿或下降沿輸入激勵。仿真中使用的輸入刺激的轉換必須要快，以便為模型提取出最快的輸出轉換。在測量輸出引腳的電壓時，將使用.TRAN命令對原理圖進行瞬態(tài)分析。將一個50 Ω電阻用作負載，用于提取3態(tài)輸出緩沖器的4個V-T波形的數(shù)據(jù)，但它可能會因緩沖器設計和驅動能力有所不同，以進行輸出轉換。50 Ω為V-T數(shù)據(jù)提取的默認加載值，因為它是PCB走線電阻的典型值。將50 Ω負載連接到緩沖器相對地（加載至接地）或VDD（加載至VDD）的輸出引腳。
圖19.使用脈沖電壓電源的采樣上升沿輸入刺激
通過以地為基準50 Ω負載獲取下降波形
為了產(chǎn)生一個以地為基準的下降輸出波形，需要一個下降沿輸入，并且50 Ω負載需要以GND為基準，如圖20所示。得到的V-T波形如圖21所示，其中輸出穩(wěn)定在16 ns到20 ns左右。需要注意的是，瞬態(tài)分析時間應足以捕捉下降波形（在穩(wěn)定時）。
圖20.通過以地為基準的50 Ω負載獲取下降波形的ADxxxx設置
圖21.通過以地為基準的50 Ω負載獲取下降波形的ADxxxx結果
通過以VDD為基準50 Ω負載獲取下降波形
圖22顯示通過以VDD為基準50 Ω負載獲取下降波形的設置和結果。如圖所示，要完全捕獲輸出的下降躍遷，需要50 ns瞬態(tài)時間。
圖22.采用以VDD為基準50 Ω負載的ADxxxx設置和DOUT1下降波形圖
通過以地為基準50 Ω負載獲取上升波形
對于上升波形，采用PWL信號形式的上升沿輸入刺激。圖23中的設置顯示，負載電阻連接至相對于地的輸出引腳，這將產(chǎn)生上升負載對地的V-T數(shù)據(jù)。
圖23.采用以地為基準50 Ω負載的ADxxxx設置和DOUT1上升波形圖
負載連接至VDD時的上升波形
使用相同的上升沿輸入刺激，但50 Ω需要以VDD為基準。
檢查V-T數(shù)據(jù)正確性的一種方法是查看邏輯低電壓和邏輯高電壓。在VDD為基準波形應具有相同的邏輯低電壓和邏輯高電壓電平，并且邏輯高電壓應與VDD相同。另一方面，以GND為基準波形也應具有相同的邏輯低電壓和邏輯高電壓，并且邏輯低電壓電平應為約0 V。
圖24.采用以VDD為基準50 Ω負載的ADxxxx設置和DOUT1上升波形圖
導出波形
然后，必須執(zhí)行以下步驟，以保存從四個設置中提取的V-T波形：
● 右鍵單擊圖。
● 將鼠標懸停在文件上，然后單擊將數(shù)據(jù)導出為文本。
圖25.將LTspice圖保存為文本文件
● 選擇要導出的波形和導出波形的目錄。
圖26.選擇走線，設置保存目錄
使用LTspice提取斜坡數(shù)據(jù)
[斜坡]關鍵字是斜坡率(dV/dt)，表示在上升或下降轉換沿的20%到80%位置捕捉的上升和下降VT數(shù)據(jù)。此方法可以在LTspice上實現(xiàn)，因為它能夠使用.MEAS和.PARAM指令計算這些參數(shù)?？梢酝ㄟ^在VT波形設置上添加SPICE指令來完成斜坡提取過程。這意味著斜坡和VT波形可以同時提取。
圖27.ADxxxx VT設置，以及用于提取上升波形的斜坡的附加指令
圖27顯示上升波形斜坡計算的設置。為了計算下降波形的斜坡，應該互換VLO和VHI的時間值，因為下降斜坡的輸出波形從緩沖器的邏輯高電平開始，并轉變?yōu)檫壿嫷碗娖健?/p>
用于斜坡提取的LTspice指令
用于斜坡提取的SPICE指令如下：.TRAN，這是用于VT上升/下降波形的SPICE指令；.OPTIONS，用于將SPICE錯誤日志上顯示的輸出設置為笛卡爾模式，并將其限制為所需的有效位數(shù)；.MEAS，用于斜坡的實際計算。
● VLO：表示邏輯低電壓。
● VHI：表示邏輯高電壓。
● Diff：表示轉換的20%點位置的電壓，該電壓將分別與VLO和VHI參數(shù)相加和相減，以得到轉換的20%和80%點位置。
● VX和VY：表示上升/下降轉換沿的20%和80%點位置的電壓。
● dV和dT：這些是IBIS模型的[斜坡]關鍵字的計算值。
圖28.上升斜坡波形描述
圖29.SPICE錯誤日志，用于計算斜坡率
構建IBIS模型
所有提取的I-V和V-T數(shù)據(jù)都將編譯到BIS模型(.ibs)文件中。以下是IBIS文件的實際模板，用戶可以在構建IBIS模型時用作參考。
.ibs文件以[IBIS Ver]關鍵字開頭，后接文件名和修訂號。IBIS版本3.2將在[IBIS Ver]關鍵字中使用，因為它是構建3態(tài)輸出緩沖器所需的最低版本。.ibs文件的文件名應和[文件名稱]關鍵字中的文件名相同；否則，解析器會將其檢測為錯誤。此外，文件名不得包含任何大寫字母，因為解析器只允許文件名使用小寫字母。有關其他重要的關鍵字，將在后面章節(jié)中討論。
.ibs文件的下一部分包括[組件]、[制造商]、[封裝]和[引腳]關鍵字。ADxxxx有兩個輸入緩沖器（DIN1和EN）和一個輸出緩沖器(DOUT1)，因此它的IBIS模型總共有三個緩沖器模型。[封裝]關鍵字通過RLC封裝寄生值作為器件的封裝模型。所有器件緩沖器的模型名稱在[引腳]關鍵字下定義，這與在[模型]關鍵字下定義命名變量類似。
在.ibs文件的下一部分，使用測量得出的I-V和V-T數(shù)據(jù)構建器件的數(shù)字緩沖器的模型。緩沖器模型的內容因Model_type變量中指定的緩沖區(qū)類型而異。由于模型cmos_di1是一個輸入緩沖器，它的緩沖器模型只包含C_comp、[Power_Clamp]和[GND_Clamp]數(shù)據(jù)。輸入緩沖器模型還包括VINH和VINL值，這兩個值都可以在器件的數(shù)據(jù)手冊中找到。由于DIN1和EN都是輸入緩沖器，所以它們的緩沖器模型具有相同的結構。
另一方面，3態(tài)緩沖器模型包含一些與輸入緩沖器模型類似的關鍵字，但包含額外的I-V和V-T數(shù)據(jù)。cmos_out1的緩沖器模型包括一個額外的子參數(shù)Cref，它代表輸出電容負載，還包括Vmeas，它代表基準電壓電平。通常情況下，使用的Vmeas是VDD值的一半。
除了C_comp、[Power_Clamp]和[GND_Clamp]，3態(tài)緩沖器還包含額外的I-V數(shù)據(jù)：[上拉]和[下拉]。
最后，所有IBIS模型都應該用[結尾]關鍵字作為結尾。
IBIS模型驗證
正如本系列文章的第1部分所述，IBIS模型驗證由解析器測試和相關過程組成。這些是確保IBIS文件符合IBIS規(guī)范的必要步驟，并且模型的執(zhí)行盡可能接近參考SPICE模型。
解析器測試
對于上一節(jié)中創(chuàng)建的IBIS文件，首先應進行解析器測試，然后再繼續(xù)執(zhí)行相關過程。ibischk是用于檢查IBIS文件的Golden Parser。它用于檢查IBIS文件是否符合IBIS協(xié)會設置的規(guī)范。有關更多信息，請訪問ibis.org。在撰寫本文時，使用的最新解析器是ibischk版本7。
在執(zhí)行解析器測試時，最好使用集成了ibischk的IBIS模型編輯軟件，例如Cadence Model Integrity和Hyperlynx Visual IBIS Editor。這些工具有助于簡化語法檢查。但是，如果用戶沒有這些工具，可以訪問ibis.org免費下載可執(zhí)行代碼。它是在各種操作系統(tǒng)上編譯的，所以用戶不必擔心應使用哪種操作系統(tǒng)。
相關程序
在這個驗證階段，需要檢查IBIS模型的性能是否與參考模型（在本例中為SPICE模型）相同。表7顯示不同的IBIS質量級別（從0級到3級）。它描述了經(jīng)受不同程度測試后，IBIS模型的精確程度。在本例中，由于參考模型是ADxxxx SPICE模型，所以生成的IBIS模型的質量等級為2a。這意味著它通過了解析器測試，具有數(shù)據(jù)手冊中所描述的一組正確完整的參數(shù)，并通過了相關程序。
表7.IBIS質量等級
要將IBIS模型與參考SPICE模型關聯(lián)起來，可以按照一些常規(guī)步驟執(zhí)行操作。圖30中的流程圖總結了這些步驟。
圖30.IBIS與SPICE模型的關聯(lián)流程圖
設置品質因數(shù)
關聯(lián)的基礎是在相同的加載條件和輸入刺激下，IBIS模型的行為應該與SPICE模型數(shù)字接口相同。這意味著從理論上，它們的輸出應該重疊在一起。一般來說，有兩種方法可以描述IBIS模型的輸出與SPICE參考模型的接近程度：定性方法和定量方法。用戶可以使用這兩種方法來確定IBIS模型與SPICE模型之間的關系。
定性FOM測試需要依靠用戶的觀察能力。它要求對兩個輸出進行目視檢查，以確定是否通過相關性檢查。這可以通過疊加IBIS和SPICE的輸出結果來實現(xiàn)，并使用工程判斷來確定圖形是否相關。在進行定量FOM測試之前，這可以作為相關性初步檢查。當接口以相對較低的頻率或比特率運行時，此測試就已足夠。
IBIS IO緩沖器精度手冊中提出了另一種定性FOM測試，即曲線包絡度。它使用過程電壓溫度極值定義的最小和最大曲線。最小和最大曲線作為相關性的邊界。要通過測試，IBIS結果中的所有點都應該在最小和最大曲線之內。這種方法在本文中不適用，因為它僅適用于典型條件。
定量FOM測試使用數(shù)學運算來衡量IBIS與SPICE之間的相關性。在IBIS IO緩沖器精度手冊中也提出了曲線包絡度，它使用IBIS和SPICE輸出的數(shù)據(jù)點。它計算IBIS和參考數(shù)據(jù)點之間x軸或y軸差值的絕對值除以軸上使用的總范圍和點數(shù)的乘積的總和。具體如公式3所示，此方法適合作為檢測本文所示的應用案例的關聯(lián)方法。但是，還需要考慮其他因素。方程3中給出的FOM要求將IBIS和SPICE的結果映射到一個通用的x-y網(wǎng)格上，這將用到數(shù)值算法和插值方法。如果用戶想要執(zhí)行快速定量FOM測試，本文提出了另一種方法，即使用曲線和x軸所限定的面積的曲線面積度量。
曲線面積度量以SPICE結果為參考，比較IBIS曲線下的計算面積。具體如公式4所示。但是，在進行曲線面積度量測試之前，所創(chuàng)建的模型必須通過定性測試。這確保了IBIS和SPICE曲線是同步的，并且相互疊加。在獲取曲線下的面積時，因為對IBIS和SPICE結果使用了相同的方法，所以用戶可以使用數(shù)值方法，例如梯形規(guī)則或中點規(guī)則。在使用這種方法時，建議使用盡可能多的點，以更接近該面積。
驗證ADxxxx IBIS模型
IBIS模型驗證的第一步是解析器測試。圖31顯示adxxxx.ibs IBIS模型文件的解析器測試結果，該文件是使用HyperLynx Visual IBIS Editor編寫的。用戶執(zhí)行解析器測試時，目標是不會出現(xiàn)任何錯誤。如果出現(xiàn)任何錯誤或警告提示，模型構建人員需要加以解決。這樣可以保證IBIS模型在仿真工具之間的兼容性。
圖31.ADxxxx 解析器測試結果
下一步是設置FOM參數(shù)。本文僅使用定性FOM和曲線面積度量作為衡量相關性的方法。該測試可能會使用IBIS和SPICE在相同負載條件和輸入刺激下的瞬態(tài)響應曲線。曲線面積度量FOM≥95%才能通過相關性測試。DOUT1、DIN1和EN的相關性如下所示。
DOUT1
圖32顯示了LTspice上用于檢測DOUT1相關性的SPICE測試臺。在原理圖上提供適當?shù)碾妷弘娫匆允鼓茯寗悠鳎⑶覟镈IN1引腳提供脈沖信號源來驅動DOUT1。要在LTspice中完成DOUT1驅動器模型，還需要使用額外的組件。C_comp代表芯片電容。將C_comp和C_load添加到LTspice模型后，繼續(xù)加入RLC封裝寄生（R_pkg、L_pkg、C_pkg）和C_load。
圖32.LTspice DOUT1相關性測試臺
DOUT1 IBIS模型相關性測試臺建立在Keysight先進設計系統(tǒng)(ADS)上，如圖33所示。與LTspice測試臺一樣，使用相同的輸入激勵、C_load、電壓電源和瞬態(tài)分析。但是，未在原理圖中顯示C_comp和RLC封裝寄生，因為它們已經(jīng)包含在3態(tài)IBIS模塊中。
圖33.ADS OUT1相關性測試臺
瞬態(tài)響應曲線根據(jù)C_load測量得出。我們比較LTspice和ADS結果，并將它們疊加在一起實施定性FOM分析。如圖34所示，LTspice和ADS DOUT1的響應非常相似?？梢允褂们€和度量來量化它們之間的差異。計算1 μs瞬態(tài)時間內曲線下的面積。計算得出的曲線面積度量為99.79%，滿足設置的≥95%的通過測試條件。所以，DOUT1 IBIS模型與SPICE模型相關。
圖34.LTspice與IBIS模型OUT1響應
DIN1和EN
在驗證輸入端口時，通過定性FOM和曲線面積度量來關聯(lián)LTspice和ADS的瞬態(tài)響應曲線。LTspice中的測試臺如圖35所示。這適用于DIN1和EN引腳。與DOUT1一樣，將提取的C_comp置于DIN1端口位置，后接RLC封裝寄生效應。然后，連接50 Ω R_series電阻，該電阻后接輸入刺激脈沖電壓電源。測量響應的探頭點在DIN1_probe位置。
圖35.LTspice DI1相關性測試臺
用于驗證輸入端口的Keysight ADS測試臺如圖36所示。同樣，在輸入端口前放置一個R_series 50 Ω電阻，并使用相同的輸入脈沖刺激。此處未顯示C_comp和RLC寄生效應，因為它們已經(jīng)包含在IBIS模塊中。用于測量瞬態(tài)響應的探頭位于DI1_probe位置。
圖36.ADS DI1相關性測試臺
將LTspice和ADS的瞬態(tài)響應曲線疊加在一起進行FOM定性測試。如圖37所示，曲線是相同的，LTspice曲線完全與ADS曲線重疊。計算得出的DI1的曲線面積度量為100%，滿足所設置的≥95%的通過測試條件。EN引腳相關性結果也給出了相同的圖形和曲線面積度量。
圖37.LTspice與IBIS模型的DI1響應
總結
本文介紹如何使用LTspice來提取數(shù)據(jù)和構建IBIS模型。還提出通過定性FOM和曲線面積度量的定量FOM將IBIS模型與參考SPICE模型關聯(lián)起來的方法。這樣就可以讓用戶確信IBIS模型的行為與SPICE模型類似。盡管還有本文未介紹其他類型的數(shù)字IO，但提取C_comp、I-V數(shù)據(jù)和V-T數(shù)據(jù)的程序可以作為創(chuàng)建其他類型IO模型的基礎。
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參考資料
Casamayor, Mercedes.“AN-715應用筆記：走近IBIS模型：什么是IBIS模型？它們是如何生成的？”ADI公司，2004年。
IBIS。I/O緩沖器精度手冊。IBIS開放論壇，2000年4月。
Roy Leventhal和Lynne Green。半導體建模：用于信號、功率和電磁完整性仿真。Springer，2006年。
Michael Mirmak、John Angulo、Ian Dodd、Lynne Green、Syed Huq、Arpad Muranyi、Bob Ross。IBIS建模手冊（IBIS 4.0版）。IBIS開放論壇，2005年9月。
作者簡介
Rolynd Troy Aquino是ADI公司新技術集成團隊的產(chǎn)品應用工程師。主要負責對ADI產(chǎn)品進行IBIS、IBIS-AMI和LTspice建模和仿真。他于2014年成為ADI的實習生，并于2016年正式加入ADI。他于2015年畢業(yè)于瑪布亞大學（馬尼拉），獲電子工程學士學位。聯(lián)系方式：rolynd.aquino@analog.com。
Francis Ian Calubag是ADI公司的系統(tǒng)應用工程師。他于2019年進入ADI公司的系統(tǒng)應用團隊實習，并于2020年正式加入ADI的新技術集成團隊。主要負責對ADI產(chǎn)品進行IBIS和LTspice建模和仿真。他于2020年畢業(yè)于菲律賓萊西姆大學（甲米地），獲電子工程學士學位。聯(lián)系方式：francisIan.calubag@analog.com。
Janchris Espinoza是ADI公司新技術集成團隊的產(chǎn)品應用工程師。主要負責對ADI產(chǎn)品進行IBIS建模和仿真。他于2019年在ADI的Analog Garage團隊實習，并于2020年9月正式加入ADI。他于2020年2月畢業(yè)于德拉薩大學，獲電子工程學士學位。聯(lián)系方式：janchris.espinoza@analog.com。
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