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如何處理工業(yè)電機驅(qū)動IGBT過流和短路保護問題?

發(fā)布時間:2016-12-13 責(zé)任編輯:sherry

【導(dǎo)讀】本文主要討論了現(xiàn)代工業(yè)電機驅(qū)動中成功可靠地實現(xiàn)短路保護的問題,同時提供三相電機控制應(yīng)用中隔離式柵極驅(qū)動器的實驗性示例。歡迎感興趣的童鞋來學(xué)習(xí)!

工業(yè)電機驅(qū)動的整個市場趨勢是對更高效率以及可靠性和穩(wěn)定性的要求不斷提高。有關(guān)增加絕緣柵極雙極性晶體管(IGBT)導(dǎo)通損耗的一些權(quán)衡取舍是:更高的 短路電流電平、更小的芯片尺寸,以及更低的熱容量和短路耐受時間。這凸顯了柵極驅(qū)動器電路以及過流檢測 和保護功能的重要性。以下內(nèi)容討論了現(xiàn)代工業(yè)電機驅(qū)動中成功可靠地實現(xiàn)短路保護的問題,同時提供三相電機控制應(yīng)用中隔離式柵極驅(qū)動器的實驗性示例。

  工業(yè)環(huán)境中的短路有哪些?

  工業(yè)電機驅(qū)動器的工作環(huán)境相對惡劣,可能出現(xiàn)高溫、交流線 路瞬變、機械過載、接線錯誤以及其它突發(fā)情況。其中有些事 件可能會導(dǎo)致較大的過流流入電機驅(qū)動器的功率電路中。圖1顯 示了三種典型的短路事件。

 工業(yè)電機驅(qū)動中的典型短路事件

  圖1. 工業(yè)電機驅(qū)動中的典型短路事件

  它們是:

  逆變器直通。這可能是由于不正確開啟其中一條逆變器橋臂 的兩個IGBT所導(dǎo)致的,而這種情況又可能是因為遭受了電磁 干擾或控制器故障。它也可能是因為臂上的其中一個IGBT磨 損/故障導(dǎo)致的,而正常的IGBT保持開關(guān)動作。

  相對相短路。這可能是因為性能下降、溫度過高或過壓事件 導(dǎo)致電機繞組之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

  相線對地短路。這同樣可能是因為性能下降、溫度過高或過 壓事件導(dǎo)致電機繞組和電機外殼之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

  一般而言,電機可在相對較長的時間內(nèi)(毫秒到秒,具體取決于 電機尺寸和類型)吸收極高的電流;然而,IGBT——工業(yè)電機驅(qū) 動逆變器級的主要部分——短路耐受時間為微秒級。

  IGBT短路耐受能力

  IGBT短路耐受時間與其跨導(dǎo)或增益以及IGBT芯片熱容量有關(guān)。更 高的增益導(dǎo)致IGBT內(nèi)的短路電流更高,因此顯然增益較低的IGBT 具有較低的短路電平。然而,較高增益同樣會導(dǎo)致較低的通態(tài) 導(dǎo)通損耗,因而必須作出權(quán)衡取舍。1 IGBT技術(shù)的發(fā)展正在促成增 加短路電流電平,但降低短路耐受時間這一趨勢。此外,技術(shù) 的進步導(dǎo)致使用芯片尺寸更小,2 縮小了模塊尺寸,但降低了熱 容量,以至耐受時間進一步縮短。另外,還與IGBT集電極-發(fā)射 極電壓有很大關(guān)系,因而工業(yè)驅(qū)動趨向更高直流總線電壓電平 的并行趨勢進一步縮減了短路耐受時間。過去,這一時間范圍 是10 μs,但近年來的趨勢是在往5 μs3 以及某些條件下低至1 μs方 向發(fā)展。4 此外,不同器件的短路耐受時間也有較大的不同,因 此對于IGBT保護電路而言,通常建議內(nèi)建多于額定短路耐受時 間的額外裕量。

  IGBT過流保護

  無論出于財產(chǎn)損失還是安全方面的考量,針對過流條件的IGBT 保護都是系統(tǒng)可靠性的關(guān)鍵所在。IGBT并非是一種故障安全元 件,它們?nèi)舫霈F(xiàn)故障則可能導(dǎo)致直流總線電容爆炸,并使整個驅(qū)動出現(xiàn)故障。5 過流保護一般通過電流測量或去飽和檢測來實 現(xiàn)。圖2顯示了這些技巧。對于電流測量而言,逆變器臂和相位 輸出都需要諸如分流電阻等測量器件,以便應(yīng)付直通故障和電 機繞組故障。控制器和/或柵極驅(qū)動器中的快速執(zhí)行跳變電路必 須及時關(guān)斷IGBT,防止超出短路耐受時間。這種方法的最大好 處是它要求在每個逆變器臂上各配備兩個測量器件,并配備一 切相關(guān)的信號調(diào)理和隔離電路。只需在正直流總線線路和負(fù)直 流總線線路上添加分流電阻即可緩解這種情況。然而,在很多 情況下,驅(qū)動架構(gòu)中要么存在臂分流電阻,要么存在相位分流 電阻,以便為電流控制環(huán)路服務(wù),并提供電機過流保護;它們 同樣可能用于IGBT過流保護——前提是信號調(diào)理的響應(yīng)時間足 夠快,可以在要求的短路耐受時間內(nèi)保護IGBT。

 工業(yè)電機驅(qū)動中的典型短路事件

  圖2. IGBT過流保護技術(shù)示例

  去飽和檢測利用IGBT本身作為電流測量元件。原理圖中的二極 管確保IGBT集電極-發(fā)射極電壓在導(dǎo)通期間僅受到檢測電路的監(jiān) 控;正常工作時,集電極-發(fā)射極電壓非常低(典型值為1 V至4 V)。 然而,如果發(fā)生短路事件,IGBT集電極電流上升到驅(qū)動IGBT退出 飽和區(qū)并進入線性工作區(qū)的電平。這導(dǎo)致集電極-發(fā)射極電壓快 速升高。上述正常電壓電平可用來表示存在短路,而去飽和跳 變閾值電平通常在7 V至9 V區(qū)域內(nèi)。重要的是,去飽和還可表示 柵極-發(fā)射極電壓過低,且IGBT未完全驅(qū)動至飽和區(qū)。進行去飽 和檢測部署時需仔細(xì),以防誤觸發(fā)。這尤其可能發(fā)生在IGBT尚 未完全進入飽和狀態(tài)時,從IGBT關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)換到IGBT導(dǎo)通狀態(tài)期 間。消隱時間通常在開啟信號和去飽和檢測激活時刻之間,以 避免誤檢。通常還會加入電流源充電電容或RC濾波器,以便在 檢測機制中產(chǎn)生短暫的時間常數(shù),過濾噪聲拾取導(dǎo)致的濾波器 雜散跳變。選擇這些濾波器元件時,需在噪聲抗擾度和IGBT短 路耐受時間內(nèi)作出反應(yīng)這兩者之間進行權(quán)衡。

  檢測到IGBT過流后,進一步的挑戰(zhàn)便是關(guān)閉處于不正常高電流 電平狀態(tài)的IGBT。正常工作條件下,柵極驅(qū)動器設(shè)計為能夠盡 可能快速地關(guān)閉IGBT,以便最大程度降低開關(guān)損耗。這是通過 較低的驅(qū)動器阻抗和柵極驅(qū)動電阻來實現(xiàn)的。如果針對過流條 件施加同樣的柵極關(guān)斷速率,則集電極-發(fā)射極的di/dt將會大很 多,因為在較短的時間內(nèi)電流變化較大。由于線焊和PCB走線 雜散電感導(dǎo)致的集電極-發(fā)射極電路寄生電感可能會使較大的過 壓電平瞬間到達(dá)IGBT(因為VLSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt)。因此,在去飽 和事件發(fā)生期間,關(guān)斷IGBT時,提供阻抗較高的關(guān)斷路徑很重 要,這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過壓電平。

  除了系統(tǒng)故障導(dǎo)致的短路,瞬時逆變器直通同樣會發(fā)生在正常 工作條件下。此時,IGBT導(dǎo)通要求IGBT驅(qū)動至飽和區(qū)域,在該區(qū)域中導(dǎo)通損耗最低。這通常意味著導(dǎo)通狀態(tài)時的柵極-發(fā)射極電 壓大于12 V。IGBT關(guān)斷要求IGBT驅(qū)動至工作截止區(qū)域,以便在高 端IGBT導(dǎo)通時成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講,可以通 過使IGBT柵極-發(fā)射極電壓下降至0 V實現(xiàn)該目標(biāo)。但是,必須考 慮逆變器臂上低端晶體管導(dǎo)通時的副作用。導(dǎo)通時開關(guān)節(jié)點電 壓的快速變化導(dǎo)致容性感應(yīng)電流流過低端IGBT寄生密勒柵極-集 電極電容(圖3中的CGC)。該電流流過低端柵極驅(qū)動器(圖3中的 ZDRIVER)關(guān)斷阻抗,在低端IGBT柵極發(fā)射極端創(chuàng)造出一個瞬變電壓 增加,如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上,則 會導(dǎo)致低端IGBT的短暫導(dǎo)通,從而形成瞬態(tài)逆變器臂直通—— 因為兩個IGBT都短暫導(dǎo)通。這一般不會破壞IGBT,但卻能增加功 耗,影響可靠性。

密勒感應(yīng)逆變器直通

  圖3. 密勒感應(yīng)逆變器直通

  一般而言,有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應(yīng)導(dǎo)通問 題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅(qū)動器 隔離端接受雙極性電源的能力為感應(yīng)電壓瞬變提供了額外的裕 量。例如,–7.5 V負(fù)電源軌表示需要大于8.5 V的感應(yīng)電壓瞬變才 能感應(yīng)雜散導(dǎo)通。 這足以防止雜散導(dǎo)通。另一種方法是在完成 關(guān)斷轉(zhuǎn)換后的一段時間內(nèi)降低柵極驅(qū)動器電路的關(guān)斷阻抗。這 稱為米勒箝位電路。容性電流現(xiàn)在流經(jīng)較低阻抗的電路,隨后 降低電壓瞬變的幅度。針對導(dǎo)通與關(guān)斷采用非對稱柵極電阻, 便可為開關(guān)速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅(qū)動器 功能都對整個系統(tǒng)的可靠性與效率有正面影響。

實驗示例

  實驗設(shè)置采用三相逆變器,該逆變器由交流市電通過半波整流器供電。雖然系統(tǒng)最高可采用800 V的直流總線電壓,但本例中 的直流總線電壓為320 V。正常工作時,0.5 HP感應(yīng)電機由開環(huán) V/Hz控制驅(qū)動。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF??刂破鞑捎肁DI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合 信號處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調(diào)制器進行相位電流測量, 使用ADuM4135實現(xiàn)隔離式柵極驅(qū)動(它是一款磁性隔離式柵極驅(qū) 動器產(chǎn)品,集成去飽和檢測、米勒箝位和其它IGBT保護功能)。 在電機相位之間,或在電機相位和負(fù)直流總線之間手動開關(guān)短 路,進行短路測試。 本例中未測試短路至地。

  控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit®6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺。

實驗設(shè)置

  圖4. 實驗設(shè)置

ADI隔離式逆變器平臺搭配全功能IGBT柵極驅(qū)動器

  圖5. ADI隔離式逆變器平臺搭配全功能IGBT柵極驅(qū)動器

  實驗硬件中,通過多種方法實現(xiàn)IGBT過流和短路保護。它們分 別是: 直流總線電流檢測(逆變器直通故障) ;電機相位電流檢測(電機繞組故障) ; 柵極驅(qū)動器去飽和檢測(所有故障)。

  對于直流總線電流檢測電路,必須加一個小型濾波器,避免誤 觸發(fā),因為直流總線電流由于潛在的高噪聲電流而斷續(xù)。采用 具有3 μs時間常數(shù)的RC濾波器。檢測到過流后,其余有關(guān)IGBT關(guān) 斷的延遲是通過運算放大器、比較器、信號隔離器、ADSP-CM408F 中的跳變響應(yīng)時間,以及柵極驅(qū)動器傳播延遲。這會額外增 加0.4 μs,使得故障至關(guān)斷的總時間延遲為3.4 μs——遠(yuǎn)低于很 多IGBT的短路時間常數(shù)。類似的時序同樣適用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F處理器上集成式過載檢測sinc濾波器的電機相位 電流檢測。采用時間常數(shù)為3 μs左右的sinc濾波器可良好運作。8 在這種情況下,其余系統(tǒng)延遲的原因僅會是跳變信號內(nèi)部路由 至PWM單元以及存在柵極驅(qū)動器傳播延遲,因為過載sinc濾波器 是處理器的內(nèi)部元件。連同電流檢測電路或快速數(shù)字濾波器的 反應(yīng)時間,無論使用何種方法,兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對實現(xiàn)有效的快速過流保護非常重要。圖6顯示了硬件跳 變信號、PWM輸出信號和其中一個逆變器臂的上方IGBT實際柵 極-發(fā)射極波形之間的延遲。圖中可以看到,IGBT開始關(guān)斷后的 總延遲約為100 ns。

過流關(guān)斷時序延遲(通道1:柵極-發(fā)射極電壓10 V/div;通道2:來自 控制器的PWM信號5 V/div;通道3:低電平有效跳變信號5 V/div;100 ns/div)

  圖6. 過流關(guān)斷時序延遲(通道1:柵極-發(fā)射極電壓10 V/div;通道2:來自 控制器的PWM信號5 V/div;通道3:低電平有效跳變信號5 V/div;100 ns/div)

  柵極驅(qū)動器去飽和檢測比上文描述的過流檢測方法執(zhí)行速度快 得多,且對于限制短路電流所允許上升的上限很重要,從而提 升了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性,并超過了可以實現(xiàn)的水準(zhǔn),哪怕系統(tǒng) 帶有快速過流保護功能。這顯示在圖7中。當(dāng)發(fā)生故障時,電 流快速上升——事實上,電流遠(yuǎn)高于圖中所示,因為圖中以帶 寬限制20 A電流探針進行測量,僅供參考。去飽和電壓達(dá)到9 V 跳變電平,柵極驅(qū)動器開始關(guān)斷。顯然,短路的整個持續(xù)時間 不足400 ns。電流的長尾表示下方IGBT反并聯(lián)二極管中的續(xù)流導(dǎo) 致的感應(yīng)電能。開啟時,去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和 檢測電動勢的一個例子,這是由于集電極-發(fā)射極電壓瞬態(tài)所導(dǎo) 致??梢酝ㄟ^增加去飽和濾波器時間常數(shù),從而增加額外的消 隱時間而消除。

過流關(guān)斷時序延遲(通道1:柵極-發(fā)射極電壓10 V/div;通道2:來自 控制器的PWM信號5 V/div;通道3:低電平有效跳變信號5 V/div;100 ns/div)

  圖8. IGBT短路關(guān)斷

  圖8顯示了IGBT上的集電極-發(fā)射極電壓。由于去飽和保護期 間,關(guān)斷的阻抗較大,因此初始受控過沖約為320 VDC總線電壓 以上80 V。電流在下游反并聯(lián)二極管中流動,而電路寄生實際上 使得電壓過沖略高,最高約為420 V。

過流關(guān)斷時序延遲(通道1:柵極-發(fā)射極電壓10 V/div;通道2:來自 控制器的PWM信號5 V/div;通道3:低電平有效跳變信號5 V/div;100 ns/div)

  圖9. 開啟時的米勒箝位 通道1:柵極-發(fā)射極電壓5 V/div;通道2:來自控 制器的PWM信號5 V/div;通道3:集電極-發(fā)射極電壓100 V/div;200 ns/div

  圖9顯示了正常工作時,米勒箝位防止逆變器直通的價值。

  小結(jié)

  隨著IGBT的短路耐受時間下降至1 μs的水平,在極短的時間內(nèi)檢 測并關(guān)斷過流和短路正變得越來越重要。工業(yè)電機驅(qū)動的可靠 性與IGBT保護電路有很大的關(guān)系。本文羅列了一些處理這個問 題的方法,并提供了實驗結(jié)果,強調(diào)了穩(wěn)定隔離式柵極驅(qū)動器 IC (比如ADI公司的ADuM4135)的價值。

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