在USB適配器、手機(jī)充電器以及系統(tǒng)偏置電源等大量低功耗應(yīng)用中，低成本準(zhǔn)諧振/非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器是常見選擇（圖1）。這類轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)效率高，成本極低。因此為什么不考慮在自己的設(shè)計(jì)中使用雙極性節(jié)點(diǎn)晶體管(BJT)呢？

　　

這樣做有兩個(gè)非常有說服力的理由：一個(gè)是BJT的成本遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于FET；另一個(gè)是BJT的電壓等級(jí)比FET高得多。這有助于設(shè)計(jì)人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應(yīng)力與功耗。使用BJT的唯一問題是許多工程師已經(jīng)習(xí)慣于FET，或是在他們的電源轉(zhuǎn)換器中從來不將BJT用作主開關(guān)(QA)。本文將探討如何估算/計(jì)算在非連續(xù)/準(zhǔn)諧振模式反激式轉(zhuǎn)換器中使用的NPNBJT的損耗。

圖1：離線高電壓BJT適配器反激電路

　　

在深入探討計(jì)算BJT損耗的方法之前，需要對(duì)雙極性晶體管模型做一個(gè)基本了解。一個(gè)雙極性晶體管的最簡(jiǎn)單形式是一個(gè)電流控制型電流汲/開關(guān)?；鶚O(B)輸入可控制從集電極(C)流向發(fā)射極(E)的電流。圖2是NPNBJT的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個(gè)被P（正電荷原子）摻質(zhì)區(qū)隔開的N（負(fù)電荷原子）半導(dǎo)體區(qū)?；鶚O與P材料相連，而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個(gè)N區(qū)域。

圖2：BJT半導(dǎo)體(a)和原理圖符號(hào)(b)

　　

基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)的功能與二極管類似。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)施加正電壓，會(huì)吸引N材料（與發(fā)射極(E)連接）的自由電子。這些自由電子遷移到P材料中后，會(huì)造成N材料的自由電子匱乏。N材料中的自由電子匱乏會(huì)從偏置電源（與基極和發(fā)射極相連）的負(fù)端吸引電子，形成完整電路允許電流通過。B節(jié)點(diǎn)和E結(jié)點(diǎn)的負(fù)偏置會(huì)導(dǎo)致多余電子從P材料中吸引出來。這會(huì)斷開電路，阻止電流流動(dòng)，就像對(duì)二極管進(jìn)行反向偏置一樣。

　　

在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置，而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時(shí)，這可打開洪流柵極，允許電流流動(dòng)。連接至集電極的正偏置會(huì)吸引自由電子流向集電極端，在N材料中形成電子匱乏。這可吸引來自基極的電子，將其耗盡在N材料中?，F(xiàn)在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層，形成完整電路。集電極電流(IC)的數(shù)量可能會(huì)比基極電流(IB)多好幾個(gè)數(shù)量級(jí)。IC與IB之間的比值一般稱為晶體管的DC電流增益。在產(chǎn)品說明書中也可表達(dá)為Beta(β)或hFE。注意，在晶體管產(chǎn)品說明書中，該比值在特定條件下給出，可能會(huì)有明顯的變化。

場(chǎng)效應(yīng)晶體管(FET)是中間功耗范圍（30W到1KW）的熱門選擇，因?yàn)镕ET的傳導(dǎo)損耗普遍小于BJT的傳導(dǎo)損耗。但在偏置電源與適配器等15W至30W的低功耗應(yīng)用中，開關(guān)電流較小。因此，BJT可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢(shì)。但這類器件并不完美，在設(shè)計(jì)過程中需要應(yīng)對(duì)一些不足。

在使用FET時(shí)，柵極只有在柵極電容充放電時(shí)才傳導(dǎo)電流。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置時(shí)，BJT一直都在傳導(dǎo)。此外，在關(guān)斷飽和BJT時(shí)，由于存儲(chǔ)電荷原因，有相當(dāng)一部分集電極電流會(huì)從晶體管基極流出。這與FET不同，F(xiàn)ET的柵極驅(qū)動(dòng)器從來不會(huì)出現(xiàn)FET的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅(qū)動(dòng)器帶來更多應(yīng)力。在為此類設(shè)計(jì)選擇反激式控制器時(shí)，應(yīng)確保其可控制和驅(qū)動(dòng)適配器應(yīng)用中的BJT。UCC28722反激式控制器經(jīng)過專門設(shè)計(jì)，可控制將BJT用作主開關(guān)的準(zhǔn)諧振/非連續(xù)反激式轉(zhuǎn)換器。該反激式控制器的驅(qū)動(dòng)器電路詳見圖3。

圖3：控制器基極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部電路

　　

要計(jì)算此類低功耗反激式應(yīng)用中BJT的功耗情況，需要基本了解BJT的波形（圖4）。注意，BJT集電極電壓(VC)、集電極電流(IC)以及電流傳感電阻器電壓(VRCS)可被截?cái)?WUSB適配器?；鶚O電流(IB)和輸出二極管電流(IDC)只是畫出來表現(xiàn)對(duì)應(yīng)的電流，可能不是實(shí)際量級(jí)。

圖4：準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器中BJT的開關(guān)波形

 

在t1時(shí)間段的起點(diǎn)，集電極電流為0?；鶚O使用19mA的最小驅(qū)動(dòng)電流(IDRV(MIN))驅(qū)動(dòng)，該電流可逐步遞增至37mA的最大驅(qū)動(dòng)電流(IDRV(MAX))。由于集電極電流是從0開始的，因此在開關(guān)周期的起點(diǎn)為基極提供最大驅(qū)動(dòng)電流既沒必要，也無效率。開關(guān)保持導(dǎo)通，直至達(dá)到最大驅(qū)動(dòng)電流為止，該最大驅(qū)動(dòng)電流可通過控制器控制律確定。初級(jí)電流通過電流傳感電阻器(RCS)感應(yīng)。在t1時(shí)間段內(nèi)，變壓器(T1)通電，BJT驅(qū)動(dòng)到飽和狀態(tài)。一旦在t1終點(diǎn)達(dá)到所需電流時(shí)，就可通過FET將BJT的基極拉低。此時(shí)，所有的集電極電流都將流出晶體管基極，注入DRV控制器引腳(IDRV)。

　　

在t2時(shí)間段，基極集電極結(jié)點(diǎn)進(jìn)入反向恢復(fù)，晶體管保持導(dǎo)通，直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意，該時(shí)間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導(dǎo)通，集電極電流的量級(jí)大致保持不變。該時(shí)間段也稱為BJT存儲(chǔ)時(shí)間(tS)，可在器件的產(chǎn)品說明書上查到。

　　

存儲(chǔ)時(shí)間結(jié)束、t3開始時(shí)，晶體管開始關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，晶體管PN兩個(gè)結(jié)點(diǎn)都進(jìn)入了反向恢復(fù)。在晶體管關(guān)斷，集電極電流將耗盡時(shí)，基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高，直至器件完全關(guān)斷。當(dāng)BJT完全關(guān)斷時(shí)，集電極電壓達(dá)到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。

　　

在t4時(shí)間段內(nèi)，能量不僅提供給二次繞組，而且二極管DG開始傳導(dǎo)，從而可為輸出提供能量。當(dāng)變壓器的能量耗盡時(shí)，集電極電壓開始圍向接地。該電壓可通過輔助繞組的匝數(shù)比(NA/NP)傳感。當(dāng)控制器觀察到變壓器失電，就可增加t5延遲來實(shí)現(xiàn)谷值開關(guān)。注意，圖4中的波形只是一個(gè)截圖，此時(shí)轉(zhuǎn)換器工作在近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下，正在進(jìn)行谷值開關(guān)?？刂破鞑粌H可調(diào)節(jié)初級(jí)電流的頻率和幅度，而且還可驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入非連續(xù)模式，從而可控制占空比。這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比發(fā)生在轉(zhuǎn)換器工作在設(shè)計(jì)設(shè)定的近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下時(shí)。

　　

估算BJT中傳導(dǎo)及開關(guān)損耗的計(jì)算方法與二極管類似?；鶚O、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進(jìn)行建模，與二極管正向電壓類似。平均電流可用來估算平均傳導(dǎo)損耗。在本應(yīng)用中，計(jì)算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計(jì)算不僅使用基本幾何原理，而且還有清楚的記錄。主要差別在于BJT具有電荷存儲(chǔ)延遲(tS)。BJT晶體管的基極需要在器件開始關(guān)斷之前，移除一定數(shù)量的存儲(chǔ)電荷(QS)。這就需要知道如何計(jì)算PN結(jié)點(diǎn)的反向恢復(fù)電荷(QR)。反向恢復(fù)電荷是指讓半導(dǎo)體器件停止傳導(dǎo)所需的反向電荷數(shù)量。

　　

為了計(jì)算BJT開關(guān)(QA)的損耗，我們來看看使用NPN晶體管（工作在115VRMS輸入下）的5WUSB反激式轉(zhuǎn)換器。詳細(xì)規(guī)范見表1。峰值集電極電流(IC(PK)通過控制器限制為360mA，轉(zhuǎn)換器最高頻率(fMAX)按設(shè)計(jì)限制在70KHz。在115VRMS輸入的滿負(fù)載情況下，該轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率(fAVG)為56KHz。根據(jù)最低輸入電壓，轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)采用的最大占空比(DMAX)為52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓(VC(MAX))為250V。

　　

估算晶體管損耗，需要估算圖4中所示的各個(gè)時(shí)間段。t1時(shí)間段是最大占空比的時(shí)長(zhǎng)，對(duì)于本設(shè)計(jì)示例而言大約是7.4us。

集電極反向恢復(fù)電荷(Qr)數(shù)量可用來估算開關(guān)損耗時(shí)間段t3。根據(jù)BJT產(chǎn)品說明書，參數(shù)Qr的計(jì)算結(jié)果為36nC。

我們通過評(píng)估5W設(shè)計(jì)，將時(shí)間估算準(zhǔn)確性與實(shí)際時(shí)間進(jìn)行了對(duì)比。

　　

測(cè)量到的t1時(shí)間是6.5us，比估算結(jié)果低2.4%。存儲(chǔ)時(shí)間是660ns（t2=ts），大約比估算值低11%。測(cè)得的集電極上升時(shí)間(t3=tR)是210ns，大約比估算值高5%。根據(jù)t1到t3的測(cè)量時(shí)間計(jì)算出的功耗PQA增大到了544mW，比估算功耗高4.6%。注意這些計(jì)算依據(jù)的是產(chǎn)品說明書的平均存儲(chǔ)時(shí)間和反向恢復(fù)時(shí)間。實(shí)際時(shí)間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見，設(shè)計(jì)人員應(yīng)為其總體BJT損耗估算值增加20%的裕度。