【導讀】在許多應用中，調(diào)節(jié)電路距離傳感器很遠。一個很好的例子是在放射性應用的惡劣環(huán)境中進行測量，其中調(diào)節(jié)電路應放置在安全區(qū)域，甚至距離 LVDT 數(shù)百米。在這些情況下，通過 5 線配置長距離傳輸兩個次級電壓可能具有挑戰(zhàn)性。對于遠離 LVDT 的調(diào)節(jié)模塊，需要具有低分布電容的均衡布線。這意味著布線成本的顯著增加。
在之前的文章中，我們討論了二極管整流器解調(diào)器的操作和挑戰(zhàn)。在本文中，我們將首先了解整流器型解調(diào)器的一般局限性。然后，我們將看到同步解調(diào)器可以解決其中的一些問題。，我們將了解 LVDT 應用中同步解調(diào)的缺點。
整流型解調(diào)器的局限性
雖然精密整流器可以彌補簡單二極管整流器的挑戰(zhàn)，但整流型解調(diào)器通常有幾個缺點。使用整流器型解調(diào)器，我們需要訪問 LVDT 次級的中心抽頭，以對每個次級繞組兩端的電壓進行整流。因此，這種類型的解調(diào)僅適用于 5 線 LVDT（圖 1(b)）。
圖 1. (a) 4 線和(b) 5 線 LVDT。
還有其他解調(diào)方法不需要接入中心抽頭，通過處理兩個次級之間的電壓差就可以確定鐵芯位置。這些解調(diào)器允許我們使用 4 線 LVDT，如圖 1(a) 所示。
擁有少數(shù)量的電氣連接真的很重要嗎？
在許多應用中，調(diào)節(jié)電路距離傳感器很遠。一個很好的例子是在放射性應用的惡劣環(huán)境中進行測量，其中調(diào)節(jié)電路應放置在安全區(qū)域，甚至距離 LVDT 數(shù)百米。在這些情況下，通過 5 線配置長距離傳輸兩個次級電壓可能具有挑戰(zhàn)性。對于遠離 LVDT 的調(diào)節(jié)模塊，需要具有低分布電容的均衡布線。這意味著布線成本的顯著增加。
整流型解調(diào)器的另一個缺點是它的噪聲抑制能力有限。考慮一個 LVDT 傳感器，其位移遵循 250 Hz 的正弦波形。圖 2 中的紅色曲線顯示了使用典型二極管整流器獲得的此 LVDT 的解調(diào)輸出。
圖 2
在此圖中，綠色曲線表示位移 x。如您所見，輸出信號看起來像 x 的放大版本，只是它有一些對應于某些高頻分量的突然變化。
為了去除這些不需要的高頻分量，我們可以使用截止頻率略高于系統(tǒng)機械帶寬 (250 Hz) 的低通濾波器。因此，即使使用理想的低通濾波器，所有高達 250 Hz 的頻率分量都會通過濾波器而不會衰減。因此，耦合到傳感器輸出的任何低于 250 Hz 的噪聲分量也會出現(xiàn)在解調(diào)器輸出中。
噪聲性能差是整流型解調(diào)器的主要缺點。對于長電纜，這種限制變得更加明顯。噪聲性能以及 5 線配置要求使該電路不適合長距離電纜運行到遠程位置。下面討論的同步解調(diào)可以解決這兩個問題。
同步解調(diào)
考慮圖 3 中所示的 LVDT。假設我們有 [V_{EXC} = A_pcos(2pi imes f_p imes t)]。
圖 3. LVDT 示例
差分輸出 ([V_{out}]) 是調(diào)幅信號，可以表示為：
[V_{out} = A_s imes x imes cos(2pi imes f_p imes t + phi)]
等式 1。
其中 x 是位移，[A_s] 是一個比例因子，它給出了給定 x 的總輸出幅度。相位項 [phi] 是由初級電壓和次級電壓之間的 LVDT 引起的相位差。理想情況下，此相移應非常小，尤其是在制造商提供的特定頻率附近。但是，我們通常需要考慮這種相移。
同步解調(diào)技術(shù)將 LVDT 差分輸出乘以激勵信號（或一般與激勵信號同步的信號）。這給出：
[V_{demod} = V_{out} imes V_{EXC} = A_s imes x imes cos(2pi imes f_p imes t + phi) imes A_pcos(2pi 時間 f_p 時間 t)]
等式 2。
簡化為：
[V_{demod} = frac{1}{2} imes A_s imes x imes A_p [cos(phi) + cos(2pi imes 2f_p imes t + phi)] ]
括號內(nèi)的項是直流，但是，第二項是激勵頻率的兩倍。因此，窄低通濾波器可以去除第二項，我們有：
[V_{filtered} = frac{1}{2} imes A_s imes x imes A_pcos(phi)]
等式 3。
這給了我們一個與位移 x 成正比的直流電壓。
乘方波同步解調(diào)
我們可以使用模擬乘法器將 LVDT 輸出乘以激勵正弦波（公式 2）；然而，模擬乘法器價格昂貴且具有線性限制。我們可以將信號乘以與激勵輸入同步的方波，而不是乘以正弦波。
您可能想知道如何使用方波而不是正弦波？在 ±1 之間切換的方波可以表示為方波頻率的奇次諧波處的正弦曲線的無限和。因此，頻率為 [f_p] 的方波可以表示為：
[v_{squarewave}(t) = sum_{n=1, 3, 5}^{infty}frac{4}{npi}sin(2pi imes nf_p imes t) ]
當 LVDT 輸出（[f_p] 處的正弦曲線）乘以方波時，方波的基波分量 [(frac{4}{pi}sin(2pi imes f_p 時間 t))] 在 [2f_p] 處產(chǎn)生直流分量和高頻分量。如前一節(jié)所述，高頻分量將被低通濾波器抑制，所需的直流分量將出現(xiàn)在輸出端。
乘以方波的高次諧波將產(chǎn)生[f_p] 的偶數(shù)倍的高頻分量。因此，DC 分量是出現(xiàn)在濾波器輸出端的分量，就像將信號乘以正弦波的情況一樣。乘以方波的主要優(yōu)點是它可以顯著簡化解調(diào)器的電路實現(xiàn)。
同步解調(diào)器的電路實現(xiàn)
基于方波的同步解調(diào)器如圖 4 所示。
圖 4. 基于方波的同步解調(diào)器
在這種情況下，LVDT 輸出的放大版本乘以方波而不是激勵正弦波。方波與激勵輸入同步，并通過如上框圖所示的“過零檢測器”獲得。
為了通過方波執(zhí)行乘法，信號鏈的增益在 [±A_{amp}] 之間周期性變化（[A_{amp}] 是放大器增益）。請注意，較低的路徑包含 -1 的增益。這是通過使用方波驅(qū)動開關 SW 來實現(xiàn)的，開關 SW 改變上下路徑之間的信號路徑。這實際上等效于將放大器輸出乘以方波。使用一個低通濾波器來保留輸出的直流項并抑制高頻分量。
LVDT 同步解調(diào)器的優(yōu)點
同步解調(diào)的主要優(yōu)點是它的噪聲性能。如上所述，同步解調(diào)將 LVDT 輸出移至直流，并使用低通濾波器來保留此直流分量。低通濾波器將抑制其通帶之外的所有噪聲分量。
由于我們想要的信號是直流信號，我們可以使用一個窄帶低通濾波器。這將限制系統(tǒng)帶寬并允許解調(diào)器顯著抑制耦合到 LVDT 輸出的大部分噪聲。此外，通過同步解調(diào)，我們可以使用 4 線 LVDT。
LVDT 同步解調(diào)器的缺點
盡管與整流型解調(diào)器相比，同步解調(diào)可以提供更高的抗噪性，但其輸出取決于激勵電壓的幅度（公式 3 中的[A_p]）。因此，對于同步解調(diào)，激勵輸入的幅度穩(wěn)定性至關重要。
另一個問題是解調(diào)器輸出取決于 LVDT 傳遞函數(shù)的相移（公式 3 中的 [cos(phi)]）。理想情況下，該相移應該非常?。坏?，它不是恒定的，會隨著工作點的變化而變化。實際的解調(diào)器電路通常采用相位補償網(wǎng)絡來調(diào)整所產(chǎn)生的方波的相位。補償網(wǎng)絡會增加解調(diào)器的復雜性。
然而，與整流型解調(diào)器相比，這種增加的復雜性使得該電路適用于相對較長的電纜。這是因為相移項 [phi] 可用于將布線引起的延遲考慮在內(nèi)。因此，相位補償電路也可用于補償電纜延遲并使電路適用于更長的電線。
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