固定頻率升壓轉(zhuǎn)換器非常適合于以恒流模式驅(qū)動LED串。這種轉(zhuǎn)換器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作，能夠有效地用于快速調(diào)光操作，提供比采用連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)工作的競爭器件更優(yōu)異的瞬態(tài)響應(yīng)。當(dāng)LED導(dǎo)通時，DCM工作能夠提供快速的瞬態(tài)性能，為輸出電容重新充電，因而將LED的模擬調(diào)光降至最低。為了恰當(dāng)?shù)胤€(wěn)定DCM升壓轉(zhuǎn)換器，存在著小信號模型。然而，驅(qū)動LED的升壓轉(zhuǎn)換器的交流分析，跟使用標(biāo)準(zhǔn)電阻型負(fù)載的升壓轉(zhuǎn)換器的交流分析不同。由于串聯(lián)二極管要求直流和交流負(fù)載條件，在推導(dǎo)最終的傳遞函數(shù)時必須非常審慎。

 

　　圖1顯示了驅(qū)動LED串的恒定頻率峰值電流工作模式升壓轉(zhuǎn)換器的簡化電路圖。輸出電流被感測電阻Rsense持續(xù)監(jiān)測。相應(yīng)的輸出電壓施加在控制電路上，持續(xù)調(diào)節(jié)電源開關(guān)的導(dǎo)通時間，以提供恒定的LED電流Iout.這就是受控的輸出變量。

 

　　圖1：LED串以發(fā)光的升壓轉(zhuǎn)換器

 

　　發(fā)光時， LED串會在LED連接的兩端產(chǎn)生電壓。這電壓取決于跟各個LED技術(shù)相關(guān)的閾值電壓VT0及其動態(tài)阻抗rd.因此，LED串兩端的總壓降就是各LED閾值電壓之和VZ，而而動態(tài)阻抗rLEDs表示的是LED串聯(lián)動態(tài)阻抗之和。圖2顯示的是采用的等效電路。您可以自己來對LED串壓降及其總動態(tài)阻抗進行特征描述。為了測量起見，將LED串電流偏置至其額定電流IF1.一旦LED達到熱穩(wěn)定，就測量LED串兩端的總壓降Vf1.將電流改變?yōu)樯缘椭礗F2并測量新的壓降VF2.根據(jù)這些值，您可計算出總動態(tài)阻抗，即：

 

　　
“齊納”電壓約等于LED串電壓VF1減去rLEDs與測量點電流之積：

 

 

 

　　圖2：LED采用串聯(lián)連接

 

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需對它們的閾值電壓進行累加；而總動態(tài)阻抗是串聯(lián)連接的各個LED動態(tài)阻抗之和?；仡^再看圖1，LED串與感測電阻Rsense串聯(lián)?？偨涣?ac)阻抗因此就是兩者之和：

 

 

　　圖3是大幅簡化的等效直流(dc)電路圖。直流輸出電壓Vout等于輸出電流Iout與電阻Rac之積再加齊納電壓，在交流條件下，由于齊納電壓恒定，故上述等式可簡化為：

 

 

 

　　2 簡化模型

 

　　電流源實際上指的是從輸入電源獲得并無損耗地傳輸?shù)捷敵龅碾娏鳌ｋ娏髟纯梢员豢刂齐妷篤c向上或向下調(diào)節(jié)，而Vc逐周期設(shè)定電感峰值電流?？刂破魍ㄟ^升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)電流感測電阻Ri來觀測電感峰值電流，并以此工作。當(dāng)Ri兩端電壓與控制電壓匹配時，電源開關(guān)就被指示關(guān)閉。如果我們現(xiàn)在來考慮交流電路圖，就要考慮電容及其寄生元件，如圖4所示。

 

 

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      在存在補償斜坡的情況下，控制電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會影響最終峰值電流設(shè)定點的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會人為增加電流控制感測電阻Ri一樣。它有降低電流控制環(huán)路增益及降低連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下兩個極點的作用。當(dāng)轉(zhuǎn)換器過渡到DCM時，仍然存在斜坡，必須予以顧及。

 

 

　　3 完整交流模型

 

　　既然我們已經(jīng)推導(dǎo)出所有系數(shù)，我們就可以更新原先圖4中中所示的模型。更新的電路圖如圖6示。R1對應(yīng)于等式(20)中的系數(shù)，并可推導(dǎo)出與輸出電壓調(diào)制直接成正比的電流。

 　
       圖6：交流模型圖

　

 

　　4 應(yīng)用脈寬調(diào)制(PWM)進行調(diào)光控制

 

　　我們將使用下面的值來檢驗我們的計算。這是一款DCM升壓轉(zhuǎn)換器，為22V壓降的LED串提供恒定功率

 

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　　第2部分：LED調(diào)光控制系統(tǒng)的實際應(yīng)用方案與驗證

 

　　1 LED調(diào)光控制系統(tǒng)電路圖

 

　　高亮度白光LED的模擬調(diào)光會產(chǎn)生色偏。PWM數(shù)字調(diào)光控制是預(yù)防色偏的首選調(diào)光方法，因為發(fā)光強度將是平均流明強度。PWM導(dǎo)通周期期間的LED電流幅值與調(diào)光比為獨立互不影響。

 

　　圖12代表的是汽車應(yīng)用LED調(diào)光控制系統(tǒng)，其在關(guān)閉模式下靜態(tài)電流消耗低于10 A.它采用安森美半導(dǎo)體的NCV887300 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續(xù)峰值電流模式工作。負(fù)載包含一串共10顆的串聯(lián)Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相應(yīng)的電路板如圖13所示。

 

 
 

 

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       2 LED交流動態(tài)阻抗特性鑒定

 

　　根據(jù)制造商數(shù)據(jù)表中在特定工作條件下測得的特征曲線，可以近似得出LED動態(tài)阻抗。系統(tǒng)具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了系統(tǒng)LED動態(tài)阻抗的系統(tǒng)級方法，這方法對器件進行了系統(tǒng)級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應(yīng)分析儀，在100% PWM占空比的熱穩(wěn)定工作條件下，測量電路內(nèi)的電流感測電阻、PWM FET阻抗及累積串聯(lián)動態(tài)阻抗見下圖14。

 

　　3 系統(tǒng)性能測試

 

　　圖12中所示的LED調(diào)光電路的1000：1 200 Hz PWM調(diào)光工作波形如圖15所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電，這是Q9雙向開關(guān)響應(yīng)時間與透過D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產(chǎn)生的結(jié)果。電阻R29被引入，與鉗位二極管D19串聯(lián)連接，以限制補償網(wǎng)絡(luò)電荷耗盡。VFB波形維持想要的數(shù)字波形及幅值(無模擬調(diào)光)。

 

　　PWM信號指令轉(zhuǎn)為低態(tài)后出現(xiàn)額外短路持續(xù)時間GDRV波形(第6個脈沖)，這是NCV887300內(nèi)部邏輯傳播延遲響應(yīng)時間的結(jié)果。此額外脈沖的能量有利于幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調(diào)光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。
 

 

 

　　本方案分兩部分進行，第1部分介紹的驅(qū)動LED串的DCM升壓轉(zhuǎn)換器的理論小信號響應(yīng)等式；在第2部分中有效地應(yīng)用于分析LED PWM調(diào)光電路。方案中探討了200 Hz 1000：1深度調(diào)光能力的實際層面問題。最后運用仿真和測量結(jié)果，與忽略相位誤差的情況進行比較得到1000：1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。從而也證實了本方案的實用性。